Lumea perifericelor PC. Alimentare digitală de laborator cu control PC Sursă de alimentare controlată cu tensiune

Circuitele integrate de supraveghere a tensiunii devin din ce în ce mai populare în producția de surse de alimentare de sistem. Prezența unui microcircuit de supraveghere a tensiunii de ieșire devine cu adevărat un semn al circuitelor de alimentare moderne și bine gândite. Astăzi, pe piață există o serie de cipuri de supraveghere, care diferă în arhitectură internă și caracteristici.

SG6521 aparține clasei de supraveghetori de tensiune și permite dezvoltatorilor de surse de alimentare de sistem să minimizeze numărul de elemente din circuitele de control al tensiunii de ieșire, ceea ce are în cele din urmă un efect pozitiv asupra fiabilității și costului sursei de alimentare.

Controlerul SG6521 este optimizat pentru utilizarea în surse de alimentare ATX, deși poate fi utilizat în orice surse de alimentare comutatoare și sisteme de alimentare servo. SG6521 este un cip care îndeplinește următoarele funcții:

- supraveghetor de tensiune;

- supervizor actual;

- control de la distanță a sursei de alimentare (pornirea/oprirea acesteia) prin semnalul PSON;

- generarea semnalului Power Good (alimentarea este normală);

- protectie impotriva diferitelor moduri de urgenta ale sursei de alimentare.

Principalele caracteristici ale cipului SG6521 sunt:

-prezența unor intrări separate pentru monitorizarea a două tensiuni de ieșire nominale de 12V (adică pentru 12V1 și pentru 12V2);

- asigurarea protectiei la supratensiune (OVP) in canalele +3.3V, +5V si in ambele canale +12V;

- asigurarea protectiei la subtensiune (UVP) in canalele +3.3V, +5V si in ambele canale +12V;

- asigurarea protectiei la supracurent (OCP) in canalele +3.3V, +5V si in ambele canale +12V;

- disponibilitatea iesirilor de scurgere deschise pentru generarea semnalelor Power Good si FPO;

- asigurarea unei intarzieri de 300ms la generarea semnalului Power Good;

- asigurarea unei întârzieri de 2,8 ms la generarea semnalului FPO după activarea semnalului PSON;

- asigurarea unei întârzieri de 48 ms pentru semnalul PSON;

- gama larga de tensiuni de alimentare (de la 4V la 15V);

- fara blocare la pornirea/oprirea rapida a curentului alternativ;

- prezenta protectiei termice incorporate;

- prezența unei intrări suplimentare de protecție PEXT.

Microcircuitul este disponibil într-un pachet DIP cu 16 pini (SG6521DZ) sau SOP (SG6521SZ). Distribuția semnalelor între contactele microcircuitului este prezentată în Fig. 1, scopul contactelor microcircuitului este descris în Tabelul 1.

Fig.1 Pinout al supervizorului de tensiune SG6521

Tabelul 1. Atribuirea pinului SG6521

O opțiune tipică pentru pornirea unui microcircuit este prezentată în Fig. 2, iar Fig. 3 prezintă diagrama funcțională a acestuia.

Fig. 2 Activarea tipică a supraveghetorului de tensiune al sursei de alimentare a sistemului - microcircuit SG6521

Fig.3 Arhitectura internă a supervizorului de tensiune SG6521

Funcționarea microcircuitului

Microcircuitul este alimentat de o sursă de așteptare care generează tensiune +5VSB. Prin urmare, de îndată ce tensiunea de alimentare este aplicată sursei de alimentare, cipul SG6521 pornește și începe să monitorizeze starea semnalului PSON, în timp ce țineți semnalul FPO la un nivel înalt. Nivel ridicat de semnal FPO interzice funcționarea cipului controlerului PWM.

De îndată ce semnalul PSON este setat la „0” logic, SG6521 își traduce semnalul de ieșire FPO la un nivel scăzut, în urma căruia controlerul PWM este lăsat să funcționeze și pornește alimentarea cu energie. Alimentarea începe la 48 ms după setarea semnalului PSON la un nivel scăzut. De îndată ce toate tensiunile de ieșire ale sursei de alimentare ating intervalul specificat de valori, microcircuitul setează semnalul PGO la un nivel înalt, permițând pornirea procesorului central al unui computer personal.

După pornirea convertorului principal de alimentare, microcircuitul SG6521 monitorizează tensiunea de ieșire și curentul fiecăruia dintre canalele pozitive. Și de îndată ce tensiunea sau curentul iese în afara valorilor admise, semnalul FPO este setat la un nivel ridicat, interzicând funcționarea sursei de alimentare. Blocare când tensiunea scade ( UVP) se declanșează dacă:

Locația cipului SG6521 în sursa de alimentare este prezentată în Fig. 4.

Fig.4 Schema bloc a sursei de alimentare a sistemului cu cipul SG6521

Pe lângă tensiunile de ieșire, microcircuitul SG6521 analizează și prezența tensiunii alternative la ieșirea transformatorului de putere. Pentru această analiză se utilizează un semnal P.G.I.. Acest semnal se obține prin redresarea impulsurilor uneia dintre înfășurările secundare ale transformatorului de putere. Cu toate acestea, acest circuit redresor folosește un condensator de netezire de capacitate mică (Fig. 5). De aceea, oprirea generării convertorului principal de alimentare duce la o scădere foarte rapidă a tensiunii semnalului P.G.I.. Ca rezultat, nivelul semnalului P.G.I. devenind mai jos 1,25 Vîn timp ce în canalele rămase tensiunea continuă să fie menținută în intervalul acceptabil de valori datorită capacităților mari ale condensatoarelor de netezire. Astfel, folosind semnalul P.G.I. Cipul SG6521 reușește să „știe” dinainte că sursa de alimentare este oprită. Deoarece o cădere bruscă de tensiune are un efect foarte rău asupra funcționării microprocesorului, semnalul Putere bună ar trebui să interzică funcționarea acestuia înainte de pierderea tensiunii de alimentare. Este cu ajutorul unui semnal P.G.I. Puteți preveni oprirea neașteptată a procesorului prin dezactivarea semnalului Putere bunăînainte ca tensiunea de alimentare să se piardă.

Fig.5 Construcția unui circuit de avertizare a căderii de curent

Aici aș dori, de asemenea, să vă reamintesc (deși acest lucru a fost deja discutat mult în recenziile noastre privind standardele de alimentare cu energie) că, în conformitate cu reglementările actuale, la ieșirea rețelei ar trebui generate două tensiuni cu o valoare nominală de +12V. sursa de alimentare - aceasta +12V1Și +12V2. Voltaj +12V2 ar trebui să fie folosit pentru a alimenta miezul procesorului și tensiunea +12V1 este folosit pentru a alimenta toți ceilalți consumatori de această tensiune. Conform standardelor moderne, fiecare dintre aceste canale trebuie să fie echipat cu un senzor de curent separat, independent. Este exact ceea ce cip-ul SG6521 vă permite să implementați în sursele de alimentare.

Semnalele de ieșire ale microcircuitului sunt semnalele PGOȘi FPO. Dependența nivelurilor PGOȘi FPO asupra stării semnalelor de intrare ale microcircuitului sunt prezentate în tabelul 2.

TTabelul 2. Starea semnalelor de ieșire PGO și FPO în funcție de diferite moduri de operare

Cipul SG6521 are un contact suplimentar de protecție. Acest pin de intrare este desemnat PEX T. Disponibilitatea contactului PEXT oferă flexibilitate atunci când se dezvoltă protecții non-standard. Deci, de exemplu, cu ajutorul acestei intrări puteți organiza protecția împotriva supraîncălzirii, în care scop la intrare PEXT va fi necesar să conectați un senzor de temperatură sub forma unui termistor cu TCS negativ (NTC), așa cum se arată în Fig. 2.

SG6521 vă permite să organizați protecția curentă pentru fiecare canal de ieșire, iar toate aceste protecții funcționează independent unele de altele, de exemplu. O oprire de urgență a sursei de alimentare poate fi cauzată de o creștere excesivă a curentului chiar și pe unul dintre canale, în timp ce curentul din canalele rămase se va situa în intervalul de valori permis. Pentru a organiza protecția curentului, în fiecare canal de tensiune de alimentare este instalat un senzor de curent, a cărui funcție este îndeplinită de rezistențe cu rezistență scăzută. Căderea de tensiune la aceste rezistențe este estimată de comparatoare interne de precizie a căror tensiune de polarizare este egală cu 3 mV. Curentul de intrare de contact IS33, IS5Și IS12 egal cu de opt ori curentul de referință ( IREF), a cărui valoare este setată de contact R.I.(vezi tabelul 1). Circuit de protecție a curentului echivalent ( OCP) este prezentată în Fig. 6.

Fig.6 Circuitul echivalent de protecție a curentului

Iată o diagramă ca exemplu OCP canal +12V și tocmai pentru aceasta vom calcula parametrii elementelor utilizate. Deoarece elementul de comparare al circuitului este un comparator, protecția OCP devine activ supus următoarei inegalități (1):

I1xR1 > IRIxR2 (1)

Dacă rezistorul R1=5 mOhm și rezistența R.I.=30 kOhm (rețineți că rezistența R.I. conectat la pinul 6 al chipului SG6521), apoi protecție OCP activat atunci când curentul este mare 35A.În acest caz, valoarea rezistenței R2 calculat prin formula (2):

R2 = I1xR1 / IRIx8 = 525 Ohm (2)

Condensator CU conceput pentru a ocoli interferența, capacitatea sa trebuie să fie în interval 1...2,2 uF .

Diagramele de timp care explică procesele de pornire și oprire a sursei de alimentare și activate utilizând cipul SG6521 sunt prezentate în Fig. 7.

Fig.7 Diagrame de timp pentru pornirea și oprirea SG6521

Și Fig. 8 prezintă diagrame de timp ale funcționării diferitelor protecții implementate de microcircuitul SG6521.

Fig.8 Funcționarea protecțiilor în SG6521

Nivelurile pragului de activare a protecției sunt prezentate în Tabelul 3.

Tabelul 3. Niveluri de activare a protecției SG6521

Acordați atenție importanței semnalului de intrare P.G.I., care este folosit pentru a controla starea ambelor semnale de ieșire ( FPOȘi PGO) și permite, de asemenea, trecerea semnalelor din circuite OCP, OVPȘi UVP. Dacă nivelul semnalului de intrare P.G.I. devenind mai jos 1,25 V, atunci aceasta face ca sursa de alimentare să se oprească (prin setarea FPO la nivel înalt) și resetați la nivelul scăzut al semnalului PGO. In orice caz. când cipul de supraveghere este pornit și pornit, pragul de activare este la nivel 0,6V. Aceasta înseamnă că de îndată ce tensiunea P.G.I. va atinge valoarea 0,6V, funcţionarea circuitelor OVP, UVPȘi OCP permis, adica Protecțiile pornesc puțin mai devreme, ceea ce face posibilă monitorizarea modurilor de funcționare de urgență ale sursei de alimentare mult mai devreme - chiar la începutul funcționării acesteia. Cu alte cuvinte, protecția este activată atunci când semnalul depășește P.G.I. nivel 0,6V, și oprirea când nivelul scade P.G.I. inainte de 1,25 V. Toate acestea sunt demonstrate în Fig. 9.

Articolul oferă informații despre designul circuitelor, recomandări pentru reparații și înlocuirea pieselor analogice ale sursei de alimentare ATX-350WP4. Din păcate, autorul nu a putut determina producătorul exact; aparent, acesta este un ansamblu de unitate destul de apropiat de originalul, probabil Delux ATX-350WP4 (Shenzhen Delux Industry Co., Ltd), aspectul unității este arătat în fotografie .

Informații generale. Sursa de alimentare este implementata in formatul ATX12V 2.0, adaptat consumatorilor casnici, deci nu are intrerupator de alimentare si comutator de tip retea AC. Conectorii de ieșire includ:
conector pentru conectarea la placa de sistem - conector principal de alimentare cu 24 de pini;
conector cu 4 pini +12 V (conector P4);
conectori de alimentare pentru medii amovibile;
Sursă de alimentare pentru hard disk Serial ATA. Se presupune că conectorul principal de alimentare
Poate fi convertit cu ușurință la 20 de pini prin eliminarea grupului de 4 pini, făcându-l compatibil cu formatele mai vechi de plăci de bază. Prezența unui conector cu 24 de pini permite ca puterea maximă a conectorului folosind terminale standard să fie de 373,2 W.
Informațiile de funcționare despre sursa de alimentare ATX-350WP4 sunt prezentate în tabel.

Schema structurala. Setul de elemente din schema bloc a sursei de alimentare ATX-350WP4 este tipic pentru sursele de alimentare de tip comutator. Acestea includ un filtru de zgomot de linie cu două secțiuni, un redresor de înaltă tensiune de joasă frecvență cu un filtru, convertoare de impulsuri principale și auxiliare, redresoare de înaltă frecvență, un monitor de tensiune de ieșire, elemente de protecție și de răcire. O caracteristică a acestui tip de sursă de alimentare este prezența tensiunii de rețea la conectorul de intrare al sursei de alimentare, în timp ce un număr de elemente ale unității sunt alimentate și există tensiune la unele dintre ieșirile sale, în special la +5V_SB. iesiri. Schema bloc a sursei este prezentată în Fig. 1.

Funcționare cu alimentare. O tensiune de rețea redresată de aproximativ 300 V alimentează convertoarele principale și auxiliare. În plus, redresorul de ieșire al convertorului auxiliar furnizează tensiunea de alimentare la cipul de control al convertorului principal. Când sursa de alimentare este oprită (semnalul PS_On este la un nivel ridicat), convertorul principal este în modul „sleep”; în acest caz, tensiunea la ieșirile sale nu este înregistrată de instrumentele de măsură. În același timp, convertorul auxiliar generează tensiunea de alimentare a convertorului principal și tensiunea de ieșire +5B_SB. Această sursă de alimentare acționează ca o sursă de alimentare de așteptare.

Convertorul principal este pornit conform principiului de comutare de la distanță, conform căruia semnalul Ps_On devine egal cu potențialul zero (nivel de tensiune scăzută) atunci când computerul este pornit. Pe baza acestui semnal, monitorul de tensiune de ieșire emite un semnal de permisiune pentru a genera impulsuri de control ale controlerului PWM al convertorului principal de durată maximă. Convertorul principal se trezește din modul de repaus. Tensiuni de ±12 V, ±5 V și +3,3 V sunt furnizate de la redresoarele de înaltă frecvență prin filtrele de netezire corespunzătoare la ieșirea sursei de alimentare.

Cu o întârziere de 0,1...0,5 s față de apariția semnalului PS_On, dar suficientă pentru sfârșitul proceselor tranzitorii în convertorul principal și formarea tensiunilor de alimentare +3,3 V. +5 V, +12 V la ieșirea sursei de alimentare, monitorizarea tensiunilor de ieșire, este generat semnalul RG. (mancarea este normala). semnal P.G este informativ, indicând funcționarea normală a sursei de alimentare. Este eliberat pe placa de bază pentru instalarea inițială și pornirea procesorului. Astfel, semnalul Ps_On controlează includerea sursei de alimentare, iar P.G. este responsabil pentru pornirea plăcii de bază, ambele semnale fac parte din conectorul cu 24 de pini.
Convertorul principal folosește modul impuls, convertorul este controlat de un controler PWM. Durata stării deschise a cheilor convertorului determină valoarea tensiunii surselor de ieșire, care poate fi stabilizată în sarcina admisă.

Starea sursei de alimentare este monitorizată de monitorul tensiunii de ieșire. În caz de suprasarcină sau subîncărcare, monitorul generează semnale care interzic funcționarea controlerului PWM al convertorului principal, punându-l în modul de repaus.
O situație similară apare în condițiile de funcționare de urgență a unei surse de alimentare asociate cu scurtcircuite în sarcină, care sunt monitorizate de un circuit special de monitorizare. Pentru a facilita condițiile termice, în sursa de alimentare se utilizează răcirea forțată, bazată pe principiul creării presiunii negative (emisia de aer cald).

Schema schematică a sursei de alimentare este prezentată în Fig. 2.

Filtrul de rețea și redresorul de joasă frecvență folosesc elemente pentru a proteja împotriva interferențelor rețelei, după care tensiunea rețelei este redresată printr-un circuit de redresare de tip punte. Protecția tensiunii de ieșire împotriva interferențelor în rețeaua de curent alternativ se realizează folosind o pereche de secțiuni de filtru de barieră. Prima legătură este realizată pe o placă separată, ale cărei elemente sunt CX1, FL1, a doua legătură este formată din elemente ale plăcii principale de alimentare CX, CY1, CY2, FL1. Elementele T, THR1 protejează sursa de alimentare de curenții de scurtcircuit în sarcină și supratensiunile din rețeaua de intrare.
Redresorul este realizat folosind diode B1-B4. Condensatorii C1, C2 formează un filtru de rețea de joasă frecvență. Rezistoarele R2, R3 sunt elemente ale circuitului de descărcare a condensatoarelor C1, C2 atunci când alimentarea este oprită. Varistoarele V3, V4 limitează tensiunea redresată în timpul supratensiunii de rețea peste limitele acceptate.
Convertorul auxiliar este conectat direct la ieșirea redresorului de rețea și reprezintă schematic un oscilator de blocare auto-oscilant. Elementele active ale oscilatorului de blocare sunt tranzistorul Q1, un tranzistor cu efect de câmp cu canal p (MOSFET) și transformatorul T1. Curentul de poartă inițial al tranzistorului Q1 este generat de rezistența R11R12. În momentul alimentării cu energie, procesul de blocare începe să se dezvolte, iar curentul începe să curgă prin înfășurarea de lucru a transformatorului T1. Fluxul magnetic creat de acest curent induce o fem în înfășurarea cu feedback pozitiv. În acest caz, prin dioda D5 conectată la această înfășurare, condensatorul C7 este încărcat, iar transformatorul este magnetizat. Curentul de magnetizare și curentul de încărcare al condensatorului C7 duc la o scădere a curentului de poartă al lui Q1 și la oprirea lui ulterioară. Amortizarea supratensiunii în circuitul de scurgere este realizată de elementele R19, C8, D6, blocarea fiabilă a tranzistorului Q1 este realizată de tranzistorul bipolar Q4.

Convertorul principal al sursei de alimentare este realizat conform unui circuit push-pull semi-punte (Fig. 3). Partea de putere a convertorului este tranzistorul - Q2, Q3, diodele conectate invers D1, D2 asigură protecția tranzistoarelor convertor împotriva „curenților de trecere”. A doua jumătate a punții este formată din condensatoare C1, C2, care creează un divizor de tensiune redresat. Diagonala acestei punți include înfășurările primare ale transformatoarelor T2 și TZ, prima dintre ele este redresorul, iar a doua funcționează în circuitul de control și protecția împotriva curenților „excesivi” în convertor. Pentru a elimina posibilitatea magnetizării asimetrice a transformatorului TZ, care poate apărea în timpul proceselor tranzitorii în convertor, se utilizează un condensator de separare SZ. Modul de funcționare al tranzistorilor este stabilit de elementele R5, R8, R7, R9.
Impulsurile de control sunt furnizate tranzistorilor convertizorului prin transformatorul de potrivire T2. Cu toate acestea, convertorul pornește într-un mod auto-oscilant; când tranzistorul 03 este deschis, curentul trece prin circuit:
+U(B1...B4) -> Q3(k-e) -> T2 - T3 -> SZ -> C2 -> -U(BL..B4).

În cazul tranzistorului deschis Q2, curentul circulă prin circuit:
+U(B1...B4) -> С1 -> С3 -> Т3 -> Т2 -> Q2(к-е) -> -U(B1...B4).

Prin condensatoarele de tranziție C5, C6 și rezistențele de limitare R5, R7, semnalele de control sunt furnizate la baza tranzistoarelor cheie; circuitul de crestătură R4C4 împiedică pătrunderea zgomotului pulsat în rețeaua electrică alternativă. Dioda D3 și rezistorul R6 formează circuitul de descărcare al condensatorului C5, iar D4 și R10 formează circuitul de descărcare al lui Sb.
Când curentul trece prin înfășurarea primară a TZ, are loc procesul de acumulare de energie de către transformator, această energie este transferată în circuitele secundare ale sursei de alimentare și încărcarea condensatoarelor C1, C2. Modul de funcționare permanent al convertorului va începe după ce tensiunea totală pe condensatoarele C1, C2 atinge o valoare de +310 V. În acest caz, puterea va apărea pe microcircuitul U3 (pin 12) de la o sursă realizată pe elementele D9 , R20, C15, C16.
Convertorul este controlat de o cascadă formată din tranzistoare Q5, Q6 (Fig. 3). Sarcina cascadei este semiînfășurarea simetrică a transformatorului T2, la punctul de conectare al căruia tensiunea de alimentare +16 V este furnizată prin elementele D9, R23. Modul de funcționare al tranzistoarelor Q5 și Q6 este stabilit de rezistențele R33, respectiv R32. Cascada este controlată de impulsuri de la microcircuitul driver PWM U3, venite de la pinii 8 și 11 la bazele tranzistoarelor în cascadă. Sub influența impulsurilor de control, unul dintre tranzistori, de exemplu Q5, se deschide, iar al doilea, respectiv Q6, se închide. Blocarea fiabilă a tranzistorului este realizată de lanțul D15D16C17. Deci, atunci când curentul trece printr-un tranzistor deschis Q5 prin circuit:
+ 16V -> D9 -> R23 -> T2 -> Q5(k-e) -> D15, D16 -> carcasa.

La emițătorul acestui tranzistor se formează o cădere de tensiune de +1,6 V. Această valoare este suficientă pentru a opri tranzistorul Q6. Prezența condensatorului C17 ajută la menținerea potențialului de blocare în timpul „pauzei”.
Diodele D13, D14 sunt proiectate pentru a disipa energia magnetică acumulată de semiînfășurarile transformatorului T2.
Controlerul PWM este realizat pe un cip AZ7500BP (BCD Semiconductor), care funcționează în modul push-pull. Elementele circuitului de sincronizare a generatorului sunt condensatorul C28 și rezistența R45. Rezistorul R47 și condensatorul C29 formează un circuit de corecție pentru amplificatorul de eroare 1 (Fig.4).

Pentru a implementa modul de funcționare push-pull al convertorului, intrarea de control a treptelor de ieșire (pin 13) este conectată la o sursă de tensiune de referință (pin 14). De la pinii 8 și 11 ai microcircuitului, impulsurile de control intră în circuitele de bază ale tranzistoarelor Q5, Q6 ale cascadei de control. Tensiunea de +16 V este furnizată pinului de alimentare al microcircuitului (pin 12) de la redresorul convertorului auxiliar.

Modul „pornire lentă” este implementat folosind amplificatorul de eroare 2, a cărui intrare neinversoare (pin 16 U3) primește o tensiune de alimentare de +16 V prin divizorul R33R34R36R37C21, iar intrarea inversoare (pin 15) primește tensiune de la referință. sursă (pin 14) de la condensatorul de integrare C20 și rezistența R39.
Intrarea neinversoare a amplificatorului de eroare 1 (pin 1 U3) primește suma tensiunilor +12 V și +3,3 V prin sumatorul R42R43R48 Tensiunea de la sursa de referință a microcircuitului (pin 2 U3) este alimentată la opus intrarea amplificatorului (pin 2 U3) prin divizorul R40R49.14 U3). Rezistorul R47 și condensatorul C29 sunt elemente de corecție a frecvenței amplificatorului.
Circuite de stabilizare si protectie. Durata impulsurilor de ieșire ale controlerului PWM (pin 8, 11 U3) în stare staționară este determinată de semnalele de feedback și de tensiunea dinți de ferăstrău a oscilatorului principal. Intervalul de timp în care „fierăstrăul” depășește tensiunea de feedback determină durata impulsului de ieșire. Să luăm în considerare procesul de formare a acestora.

De la ieșirea amplificatorului de eroare 1 (pin 3 U3), informații despre abaterea tensiunilor de ieșire de la valoarea nominală sub forma unei tensiuni care variază lent la driverul PWM sunt trimise. Apoi, de la ieșirea amplificatorului de eroare 1, tensiunea este furnizată la una dintre intrările modulatorului de lățime a impulsurilor (PWM). La a doua intrare este furnizată o tensiune dinți de ferăstrău cu o amplitudine de +3,2 V. Evident, dacă tensiunea de ieșire se abate de la valorile nominale, de exemplu, spre o scădere, tensiunea de reacție va scădea la acea valoare a tensiunii din dinte de ferăstrău furnizată către pinul. 1, ceea ce duce la o creștere a duratei ciclurilor impulsurilor de ieșire. În acest caz, se acumulează mai multă energie electromagnetică în transformatorul T1 și se transferă la sarcină, în urma căreia tensiunea de ieșire crește la valoarea nominală.
În modul de funcționare de urgență, căderea de tensiune la rezistorul R46 crește. În acest caz, tensiunea la pinul 4 al microcircuitului U3 crește, iar acest lucru, la rândul său, duce la funcționarea comparatorului „pauză” și la o scădere ulterioară a duratei impulsurilor de ieșire și, în consecință, la limitarea fluxului de curent prin tranzistoarele convertorului, împiedicând astfel Q1, Q2 să iasă din clădire.

Sursa are, de asemenea, circuite de protecție la scurtcircuit în canalele de tensiune de ieșire. Senzorul de scurtcircuit de-a lungul canalelor -12 V și -5 V este format din elementele R73, D29, al căror punct de mijloc este conectat la baza tranzistorului Q10 prin rezistența R72. Tensiunea de la sursa de +5 V este de asemenea furnizată aici prin rezistorul R71. În consecință, prezența unui scurtcircuit în canalele -12 V (sau -5 V) va duce la deblocarea tranzistorului Q10 și la o suprasarcină la pinul 6 al monitorizarea tensiunii U4, iar acesta, la rândul său, va opri convertorul la pinul 4 al convertorului U3.
Controlul, monitorizarea si protectia sursei de alimentare. Pe lângă performanța de înaltă calitate a funcțiilor sale, aproape toate computerele necesită pornire/oprire ușoară și rapidă. Problema pornirii/opririi sursei de alimentare este rezolvată prin implementarea principiului pornirii/opririi de la distanță în calculatoarele moderne. Când apăsați butonul „I/O” situat pe panoul frontal al carcasei computerului, placa procesorului generează semnalul PS_On. Pentru a porni sursa de alimentare, semnalul PS_On trebuie să fie la potențial scăzut, adică. zero, când este oprit - potențial ridicat.

În alimentarea cu energie, sarcinile de control, monitorizare și protecție sunt implementate pe microcircuitul U4 pentru monitorizarea tensiunilor de ieșire ale sursei de alimentare LP7510. Când un potențial zero (semnal PS_On) ajunge la pinul 4 al microcircuitului, se formează și un potențial zero la pinul 3 cu o întârziere de 2,3 ms. Acest semnal este declanșarea sursei de alimentare. Dacă semnalul PS_On este ridicat sau circuitul său de intrare este întrerupt, atunci pinul 3 al microcircuitului este, de asemenea, setat la un nivel ridicat.
În plus, microcircuitul U4 monitorizează tensiunile principale de ieșire ale sursei de alimentare. Astfel, tensiunile de ieșire ale surselor de alimentare de 3,3 V și 5 V nu trebuie să depășească limitele stabilite de 2,2 V.< 3,3В < 3,9 В и 3,5 В < 5 В < 6,1 В. В случае их выхода за эти пределы более чем на 146 мкс на выходе 3 микросхемы U4 устанавливается высокий уровень напряжения, и источник питания выключается по входу 4 микросхемы U3. Для источника питания +12 В, контролируемого по выводу 7, существует только контроль над его превышением. Напряжение питания этого источника не должно превышать больше чем 14,4 В. В перечисленных аварийных режимах основной преобразователь переходит в спящий режим путем установления на выводе 3 микросхемы U4 напряжения высокого уровня. Таким способом осуществляется контроль и защита блока питания от понижения и повышения напряжения на выходах его основных источников (рис.5).

În toate cazurile de nivel înalt de tensiune la pinul 3, tensiunea la pinul 8 este normală, PG este scăzută (zero). În cazul în care toate tensiunile de alimentare sunt normale, un nivel scăzut al semnalului PSOn este setat la pinul 4 și o tensiune care nu depășește 1,15 V este prezentă la pinul 1; un semnal de nivel înalt apare la pinul 8 cu o întârziere de 300 ms .
Circuitul de control termic este proiectat pentru a menține temperatura în interiorul carcasei de alimentare. Circuitul este format dintr-un ventilator și un termistor THR2, care sunt conectate la canalul +12 V. Menținerea unei temperaturi constante în interiorul carcasei se realizează prin reglarea vitezei prin rotirea ventilatorului.
Redresoarele de tensiune cu impulsuri folosesc un circuit tipic de redresare cu undă completă cu un punct de mijloc, oferind factorul de ondulare necesar.
Redresorul de alimentare +5 V_SB este realizat folosind dioda D12. Filtrul de tensiune de ieșire în două trepte este format din condensatorul C15, inductorul L3 și condensatorul C19. Rezistorul R36 este un rezistor de sarcină. Stabilizarea acestei tensiuni se realizează prin microcircuite U1, U2.

Alimentarea de +5 V este realizată folosind un ansamblu de diode D32. Filtrul de tensiune de ieșire cu două legături este format din înfășurarea L6.2 a inductorului cu mai multe înfășurări, a inductorului L10 și a condensatoarelor C39, C40. Rezistorul R69 este un rezistor de sarcină.
Sursa de alimentare +12 V este proiectată în mod similar. Redresorul său este implementat pe un ansamblu de diode D31. Filtrul de tensiune de ieșire cu două legături este format din înfășurarea L6.3 a unui inductor cu mai multe înfășurări, inductor L9 și condensator C38. Sarcina de alimentare - circuit de control termic.
Redresor de tensiune +3,3 V - ansamblu diodă D30. Circuitul folosește un stabilizator de tip paralel cu tranzistor de reglare Q9 și un stabilizator parametric U5. Intrarea de control U5 primește tensiune de la divizorul R63R58. Rezistorul R67 este divizorul de sarcină.
Pentru a reduce nivelul de interferență emis de redresoarele de impulsuri în rețeaua electrică, filtrele rezistiv-capacitive pe elementele R20, R21, SY, C11 sunt conectate în paralel cu înfășurările secundare ale transformatorului T1.
Sursele de alimentare pentru tensiuni negative -12 V, -5 V sunt formate în mod similar. Deci, pentru o sursă de 12 V, redresorul este realizat folosind diode D24, D25, D26, un filtru de netezire L6.4L5C42 și un rezistor de sarcină R74.
Tensiunea de -5 V este generată cu ajutorul diodelor D27, 28. Filtrele pentru aceste surse sunt L6.1L4C41. Rezistorul R75 este un rezistor de sarcină.

Defecțiuni tipice
Siguranța de rețea T este arsă sau nu există tensiune de ieșire. În acest caz, este necesar să se verifice funcționalitatea elementelor de filtrare de barieră și a redresorului de rețea (B1-B4, THR1, C1, C2, V3, V4, R2, R3) și, de asemenea, să se verifice funcționarea tranzistoarelor Q2, Q3. . Cel mai adesea, dacă este selectată o rețea AC greșită, VA-ristoarele V3, V4 se ard.
De asemenea, este verificată funcționalitatea elementelor convertorului auxiliar, tranzistoarele Q1.Q4.
Dacă nu este detectată o defecțiune și defecțiunea elementelor discutate anterior nu este confirmată, atunci prezența unei tensiuni de 310 V este verificată pe condensatoarele C1, C2 conectate în serie. Dacă acesta este absent, se verifică funcționalitatea elementelor redresorului de rețea.
Tensiunea +5\/_V este mai mare sau mai mică decât în ​​mod normal. Verificați funcționarea circuitului de stabilizare U1, U2; elementul defect este înlocuit. Ca element de înlocuire pentru U2, puteți utiliza TL431, KA431.
Tensiunile de alimentare la ieșire sunt mai mari sau mai mici decât în ​​mod normal. Verificăm funcționalitatea circuitului de feedback - microcircuitul U3, elementele de cablare ale microcircuitului U3: condensatori C21, C22, C16. Dacă elementele de mai sus sunt în stare bună, înlocuiți U3. Ca analogi U3, puteți utiliza microcircuite TL494, KA7500V, MV3759.
Fără semnal P.G. Ar trebui să verificați prezența semnalului Ps_On, prezența tensiunilor de alimentare +12 V, +5 V, +3,3 V, +5 B_SB. Dacă este prezent, înlocuiți cipul U4. Ca analog al lui LP7510, puteți utiliza TPS3510.
Nu există activare de la distanță a sursei de alimentare. Verificați prezența potențialului carcasei (zero) la contactul PS-ON, funcționalitatea microcircuitului U4 și a elementelor sale de cablare. Dacă elementele de conductă sunt în stare bună, înlocuiți U4.
Fără rotație a ventilatorului. Asigurați-vă că ventilatorul funcționează, verificați elementele circuitului său de comutare: prezența +12 V, funcționalitatea termistorului THR2.

D. Kucherov, Revista Radioamator, nr. 3, 5 2011

ADAUGAT 07/10/2012 04:08

Adaug de la mine:
Astăzi a trebuit să-mi fac o sursă de alimentare pentru a înlocui un Chieftec 1KWt care s-a ars din nou (nu cred că o voi putea repara în curând). Aveam un Topower silent de 500W.

În principiu, o sursă de energie europeană bună, cu putere cinstită. Problema este că protecția este declanșată. Acestea. în timpul serviciului normal există doar o pornire scurtă. Trageți supapa și gata.
Nu am găsit un scurtcircuit pe anvelopele principale, așa că am început să investighez - miracolele nu se întâmplă. Și în sfârșit am găsit ceea ce căutam - un autobuz -12v. Un defect banal - o diodă spartă, nici măcar nu m-am obosit să mă gândesc pe care. Tocmai l-am înlocuit cu HER207.
Am instalat această sursă de alimentare în sistemul meu - zborul este normal.

Toate computerele moderne folosesc surse de alimentare ATX. Anterior, au fost utilizate surse de alimentare standard AT; acestea nu aveau capacitatea de a porni de la distanță un computer și unele soluții de circuit. Introducerea noului standard a fost asociată și cu lansarea de noi plăci de bază. Tehnologia calculatoarelor s-a dezvoltat rapid și se dezvoltă, așa că este nevoie de îmbunătățirea și extinderea plăcilor de bază. Acest standard a fost introdus în 2001.

Să vedem cum funcționează o sursă de alimentare ATX pentru computer.

Aranjarea elementelor pe tablă

Mai întâi, aruncați o privire la imagine, toate unitățile de alimentare sunt etichetate pe ea, apoi ne vom uita pe scurt la scopul lor.

Și aici este schema circuitului electric, împărțită în blocuri.

La intrarea sursei de alimentare există un filtru de interferență electromagnetică format dintr-un inductor și un condensator (1 bloc). Este posibil ca sursele de alimentare ieftine să nu o aibă. Filtrul este necesar pentru a suprima interferențele în rețeaua de alimentare care rezultă din funcționare.

Toate sursele de alimentare cu comutație pot degrada parametrii rețelei de alimentare; interferențe nedorite și armonici apar în ea, care interferează cu funcționarea dispozitivelor de transmisie radio și alte lucruri. Prin urmare, prezența unui filtru de intrare este foarte de dorit, dar tovarășii din China nu cred așa, așa că economisesc pe tot. Mai jos vedeți o sursă de alimentare fără un șoc de intrare.

În continuare, tensiunea de rețea este furnizată, printr-o siguranță și un termistor (NTC), acesta din urmă este necesar pentru încărcarea condensatoarelor filtrului. După puntea de diode, este instalat un alt filtru, de obicei o pereche de altele mari; aveți grijă, există multă tensiune la bornele lor. Chiar dacă sursa de alimentare este oprită din rețea, ar trebui mai întâi să le descărcați cu un rezistor sau o lampă incandescentă înainte de a atinge placa cu mâinile.

După filtrul de netezire, tensiunea este furnizată circuitului de alimentare cu comutare; este complex la prima vedere, dar nu este nimic de prisos în el. În primul rând, sursa de tensiune de așteptare (blocul 2) este alimentată; aceasta poate fi realizată folosind un circuit auto-oscilator, sau poate pe un controler PWM. De obicei - un circuit convertor de impulsuri pe un tranzistor (convertor cu un singur ciclu), la ieșire, după transformator, este instalat un convertor liniar de tensiune (KRENK).

Un circuit tipic cu un controler PWM arată cam așa:

Iată o versiune mai mare a diagramei în cascadă din exemplul dat. Tranzistorul este situat într-un circuit auto-oscilator, a cărui frecvență de funcționare depinde de transformator și condensatori din cablajul său, tensiunea de ieșire pe valoarea nominală a diodei zener (în cazul nostru 9V), care joacă rolul de feedback. sau element de prag care shuntează baza tranzistorului când se atinge o anumită tensiune. Este stabilizat suplimentar la un nivel de 5V de un stabilizator liniar integrat L7805 de tip serie.

Tensiunea de așteptare este necesară nu numai pentru a genera semnalul de pornire (PS_ON), ​​​​dar și pentru a alimenta controlerul PWM (blocul 3). Sursele de alimentare ATX pentru computere sunt cel mai adesea construite pe cipul TL494 sau analogii acestuia. Acest bloc este responsabil pentru controlul tranzistorilor de putere (blocul 4), stabilizarea tensiunii (folosind feedback) și protecția la scurtcircuit. În general, 494 este folosit foarte des în tehnologia impulsurilor; poate fi găsit și în surse de alimentare puternice pentru benzi LED. Aici este pinout-ul lui.

Dacă intenționați să utilizați o sursă de alimentare pentru computer, de exemplu, pentru a alimenta o bandă LED, va fi mai bine dacă încărcați puțin liniile de 5V și 3.3V.

Concluzie

Sursele de alimentare ATX sunt excelente pentru alimentarea modelelor de radio amatori și ca sursă de laborator acasă. Sunt destul de puternice (de la 250, iar cele moderne de la 350 W), și se găsesc pe piața secundară la bănuți, sunt potrivite și modelele vechi AT, pentru a le porni trebuie doar să închideți cele două fire la care mergeau înainte. butonul unității de sistem, semnalul PS_On nu există.

Dacă intenționați să reparați sau să restaurați astfel de echipamente, nu uitați de regulile de lucru în siguranță cu electricitate, că există tensiune de rețea pe placă și condensatorii pot rămâne încărcați mult timp.

Porniți sursele de alimentare necunoscute printr-un bec pentru a evita deteriorarea cablajului și a urmelor plăcii de circuit imprimat. Dacă aveți cunoștințe de bază de electronică, acestea pot fi transformate într-un încărcător puternic pentru bateriile auto sau. Pentru a face acest lucru, circuitele de feedback sunt modificate, sursa de tensiune de așteptare și circuitele de pornire a unității sunt modificate.

CONTROLUL COMUTATORILOR DE ALIMENTARE PULS
CU TL494

ARTICOLUL A FOST PREGĂTIT PE BAZĂ DE CARTE DE A. V. GOLOVKOV și V. B LYUBITSKY „ALIMENTARE PENTRU MODULELE DE SISTEM ALE IBM PC-XT/AT TYPE” DE EDITURA „LAD&N”

CASCADA DE PUTEREA

Construcția cascadei de putere se realizează în marea majoritate a cazurilor folosind un circuit push-pull half-bridge și diferă puțin în diferite versiuni ale circuitelor UPS. Principala diferență aici constă în soluțiile de proiectare a circuitelor pentru construirea circuitelor de bază ale tranzistoarelor cheie de alimentare. Configurația acestor circuite este aleasă pentru a asigura modul optim de comutare pentru tranzistoarele utilizate. În acest caz, principalul indicator al eficienței comutării este pierderile minime de putere dinamică pe tranzistoarele cheie. La construirea circuitelor de bază ale treptei de putere, se iau în considerare următorii factori:
mărimea câștigului de curent al tranzistorilor utilizați;
asigurarea ratei optime de creștere și scădere a curentului de bază în timpul comutării;
timpul de resorbție a purtătorilor în exces în bază când tranzistoarele sunt oprite (inerție).
Exemple de construire a circuitelor de bază ale treptelor de putere sunt prezentate în Fig. 22, 23.

Figura 22. Configurarea circuitelor de bază ale tranzistoarelor de putere în UPS GT-200W (a), SMPS 5624-ISM (b), GT-150W (c) cu autoexcitare.

Figura 23. Configurarea circuitelor de bază ale tranzistoarelor de putere în sursele de alimentare în comutație PS-200B (a), ESP 1003R (b), Appis (c), PS-6220C (d) cu excitație forțată.

Trebuie remarcat faptul că configurația circuitelor de bază este determinată și de tipul circuitului de declanșare. Dacă acest UPS utilizează un circuit auto-excitat, atunci divizorul de bază pentru tranzistoarele de putere trebuie conectat la magistrala Uep (+310V), astfel încât curentul inițial să poată circula prin el, care este cauza principală a dezvoltării unei avalanșe. ca procesul de deschidere a unuia dintre tranzistori. Încă nu există EMF pe înfășurările secundare ale transformatorului de control în primul moment după pornire. Prin urmare, pentru ca rezistența înfășurării cu rezistență scăzută să nu devieze joncțiunile de control bază-emițător ale comutatoarelor de alimentare, este necesar să porniți diodele de decuplare. După cum se poate observa din fig. 22, orice configuraţie de circuit de bază într-un circuit de pornire autoexcitat include aceste diode. În fig. 22,a - acestea sunt D3, D4; în fig. 22,6 este D4, D5; în fig. 22.v este D7, D8. Dacă UPS-ul folosește un circuit de pornire cu excitație forțată, atunci nu există nicio conexiune între circuitele de bază și magistrala Uep și nu există diode de decuplare (Fig. 23).
Să luăm în considerare o perioadă de funcționare a unei cascade de putere construită folosind un circuit push-pull semi-bridge folosind UPS-ul KYP-150W (Taiwan) ca exemplu (Fig. 24). Această figură arată întreaga cale a convertorului, ceea ce vă permite să obțineți o imagine mai completă a funcționării etapei de putere. Diagramele tensiunilor și curenților care explică funcționarea traseului convertorului sunt prezentate în Fig. 25.

Figura 24. Calea de conversie a sursei de alimentare comutatoare KYP-150W.

Figura 25. Diagrame de sincronizare end-to-end care explică funcționarea căii de conversie a sursei de alimentare comutatoare KYP-150W.
1), 2) - tensiune la ieșirile cipului de control TL494;
3), 4) - tensiunea pe colectoarele tranzistoarelor de etaj de potrivire;
5) - tensiune la mijlocul înfășurării primare a transformatorului de comandă;
6), 7) - tensiunea pe înfășurările secundare ale transformatorului de comandă;
8) - tensiune la mijlocul rack-ului de tranzistori al semi-puntului de putere;
9) - curent prin înfășurarea primară a transformatorului de impuls de putere;
10), 12) - tensiunea pe înfășurările secundare ale transformatorului de impuls de putere;
11) - tensiune redresată în canale pozitive;
13) - tensiune redresată în canale negative.

Figura 26. Formarea tensiunilor de control pe bazele tranzistoarelor de putere.

Diodele D3, D4 împiedică joncțiunile de control bază-emițător ale tranzistoarelor Q1, Q2 să fie șuntate de rezistența de rezistență scăzută a înfășurărilor de control 4-5 și 7-8 DT în modul de pornire.
În fig. 25 (diagrama de sincronizare 9) arată forma curentului prin înfășurarea primară a transformatorului de putere. Această formă se datorează naturii inductive a impedanței înfășurării primare. Când o supratensiune este aplicată inductanței, curentul prin aceasta, după cum se știe, nu se poate schimba brusc, dar crește aproximativ liniar în secțiunea inițială. Prin urmare, curentul prin înfășurarea primară are forma unor impulsuri din dinți de ferăstrău cu margini de atac liniar crescătoare. Încetarea creșterii curentului este determinată de momentul în care tranzistorul de putere se închide, deoarece în acest caz, înfășurarea primară este deconectată de la sursa de tensiune (magistrala Uep), iar curentul nu poate trece prin ea (nu se ia în calcul curentul de regenerare pe termen scurt care curge după oprirea tranzistorului). Pe măsură ce sarcina curentă a UPS-ului scade, nu numai lățimea impulsurilor de curent se modifică, ci și amplitudinea acestora. Acest lucru se explică prin faptul că într-o perioadă de timp mai scurtă decât înainte, curentul nu are timp să atingă aceeași amplitudine cu o rată constantă de creștere. Rata de creștere a curentului prin înfășurarea primară a transformatorului de impuls este determinată de inductanța acestuia și de nivelul Uep, care nu se modifică.

CIRCUITE DE IEȘIRE

Să luăm în considerare caracteristicile canalelor de ieșire UPS. Metoda de obținere a tensiunilor de ieșire în bloc poate fi diferită pentru diferite circuite. În acest caz, tensiunile canalelor principale (de curent ridicat) +5V și +12V sunt întotdeauna obținute în același mod în toate circuitele. Această metodă constă în îndreptarea și netezirea EMF pulsată din înfășurările secundare ale unui transformator de putere pulsat. În acest caz, rectificarea în toate circuitele push-pull se realizează folosind un circuit cu undă completă cu un punct de mijloc. Acest lucru asigură un mod simetric de inversare a magnetizării miezului transformatorului de impulsuri, deoarece Prin înfășurările secundare circulă doar curent alternativ și, prin urmare, nu există magnetizare forțată a miezului, inevitabil în circuitele de redresare cu semiundă, unde curentul trece prin înfășurarea secundară a transformatorului într-o singură direcție.
Să luăm în considerare funcționarea părții secundare folosind exemplul circuitului UPS KYP-150W (Fig. 27).

Figura 27. Obținerea tensiunilor de ieșire într-o sursă de alimentare comutată KYP-150W (TUV FAR EAST CORP)

Deoarece toate cele patru canale de ieșire sunt implementate aproximativ în același mod, ne vom limita la o examinare detaliată a funcționării doar a unuia dintre ele (canal +12V). Când un curent crescător liniar trece prin înfășurarea primară 1-2 a transformatorului de putere RT în direcția de la borna 1 la borna 2, un EMF de nivel constant acționează asupra înfășurărilor secundare ale RT. Polaritatea acestor EMF este astfel încât la pinul 3 există un potențial EMF pozitiv în raport cu carcasă. La pinul 7 acest potențial va fi negativ. Prin urmare, un curent crescător liniar curge prin circuit: 3 RT - dioda superioară a ansamblului BD2 - înfășurarea W2 a inductorului L1 - inductor 12 - condensator C21 - carcasă - 5 RT.
Dioda inferioară a ansamblului BD2 în acest interval este închisă de o tensiune negativă la anod și nu trece curent prin ea.
Pe lângă reîncărcarea condensatorului C21, energia este transferată la ieșirea canalului (curentul de sarcină este menținut). În același interval de timp, energia magnetică este stocată în miezurile choke-urilor L1, L2.
În continuare, curentul prin înfășurarea primară a transformatorului de putere este întrerupt ca urmare a închiderii tranzistorului de putere (nu este prezentat în diagramă). EMF de pe înfășurările secundare dispare. „Zona moartă” durează. La acest interval, energia stocată în bobinele L1, L2 este transferată la condensatorul C21 și la sarcină. Când EMF dispare pe înfășurările secundare ale inductorului, este indus un EMF auto-inductiv, având tendința de a menține curentul în direcția anterioară.De aceea, curentul de încărcare C21 în timpul „zonei moarte” curge prin circuit: dreapta (conform la diagramă) borna L2 - C21 - carcasă - 5-3 și 5 -7 RT - diode BD2 - stânga (conform diagramei) ieșire W2L1.
Acest curent scade liniar cu timpul. Apoi, al doilea tranzistor de putere se deschide (nu este prezentat în diagramă) și un curent în creștere liniar începe să curgă prin înfășurarea primară a RT în direcția opusă cazului anterior (de la pinul 2 la pinul 1). Prin urmare, polaritatea EMF pe înfășurările secundare ale RT va fi, de asemenea, opusă: la pinul 7 există un potențial pozitiv față de carcasă, iar la pinul 3 există un potențial negativ. Prin urmare, elementul conducător din acest interval va fi acum dioda inferioară a ansamblului BD2, iar dioda superioară va fi închisă. Curentul prin înfășurarea W2, L1 și L2 va crește din nou liniar și va reîncărca condensatorul C21 și va suporta, de asemenea, curentul de sarcină: 7 RT - dioda inferioară BD2 - W2L1 - L2-C21 - carcasa -5PT.
Energia magnetică este din nou acumulată în nucleele L1, L2, care este din nou transferată la condensatorul C21 și sarcina în intervalul următoarei „zone moarte”. Apoi procesele se repetă. În acest caz, condensatorul C21 este descărcat la sarcină pe toată perioada de funcționare.
Din cele de mai sus, este clar că partea de putere este o combinație de două convertoare înainte care formează un circuit push-pull.
Diodele de putere cu impulsuri (de înaltă frecvență) sunt utilizate ca diode redresoare în circuitele de ieșire, care, pe lângă parametrii statici determinați de caracteristicile curent-tensiune, sunt caracterizate de parametri care determină proprietățile lor inerțiale la trecerea de la curent direct la tensiune inversă. Când polaritatea tensiunii de intrare se modifică, din cauza inerției procesului de resorbție a purtătorilor de sarcină în exces acumulați în bază în timpul stării deschise, dioda nu își restabilește rezistența inversă instantaneu, ci după un timp de recuperare tBoc (trr) . În acest timp, dioda rămâne deschisă și trece prin ea un curent invers, a cărui valoare depinde de natura sarcinii redresorului și de durata frontului tensiunii alternative de intrare. În acest caz, până când dioda își restabilește rezistența inversă, transformatorul de impulsuri funcționează de fapt în modul scurtcircuit la ieșire, ceea ce afectează negativ modul de funcționare al tranzistoarelor de putere și poate duce la defectarea acestora, deoarece un scurtcircuit la ieșirea UPS duce la o creștere bruscă a curentului de colector prin tranzistorul de putere în momentul comutării acestuia. Prin urmare, diodele utilizate ca elemente redresoare trebuie să aibă un timp de recuperare minim posibil, care este unul dintre principalii parametri ai diodelor redresoare și le caracterizează proprietățile inerțiale.
Pentru a reduce pierderile de comutare dinamică și pentru a elimina modul de scurtcircuit atunci când comutați în canalul de generare de +5V cu cel mai mare curent, unde aceste pierderi sunt cele mai semnificative, un ansamblu de diode (semi punte) din două diode Schottky este utilizat ca elemente redresoare, de exemplu , STV-34, S15SC4M, S30D40C și așa mai departe.
Utilizarea diodelor Schottky în canalul de generare de +5 V se datorează următoarelor considerații: dioda Schottky este un dispozitiv aproape fără inerție, cu recuperarea aproape instantanee a rezistenței inverse (timp de recuperare inversă de ordinul a 0,1 μs) în timpul comutării [totuși, sunt semnificativ mai lente decât diodele moderne cu recuperare rapidă (Ultrafast Recovery ), folosite astăzi și având trr de ordinul 30..55 ns - aprox. AL]; scăderea tensiunii directe la o diodă Schottky este de aproximativ 0,4V, spre deosebire de o diodă de siliciu cu o cădere de tensiune directă de 0,8-1,2V, care, cu un curent de sarcină de 15-20A, oferă un câștig suplimentar în eficiența UPS-ului.
În canalul de generare +12V, se utilizează de obicei fie un ansamblu de diode de două diode de siliciu (semi-punte) tip C25, ESA C25-020 etc., fie două diode de siliciu discrete.
Utilizarea diodelor Schottky în canalul de generare a tensiunii de +12V este nepractică, deoarece când tensiunea inversă este peste 50V (și în canalul de generare +12V, tensiunea inversă ajunge la 60V!) Diodele Schottky comută prost (curenții inversi cresc semnificativ) și practic nu funcționează.
Diodele convenționale cu impulsuri de siliciu, de exemplu, de tip PXPR1002, sunt utilizate ca elemente de redresare în canalele de generare -5V și -12V.
Toate tensiunile redresate sunt netezite de filtre LC.
Obținerea tensiunilor de ieșire ale canalelor negative poate fi diferită. În unele circuite, aceste tensiuni se obțin în același mod ca +5V și +12V, adică. rectificarea și netezirea EMF pulsată din înfășurările secundare ale unui transformator de putere. În acest caz, pe partea secundară sunt instalate 4 semi-poduri de diode, fiecare dintre ele funcționând pe propriul canal. În acest caz, transformatorul de putere are două înfășurări secundare cu fire din punctul mijlociu. Această schemă este utilizată, de exemplu, în UPS-ul KYP-150W (Fig. 27).

Figura 28. Obținerea tensiunilor de ieșire de la sursa de alimentare comutată LPS-02-150XT.

Există variante de circuite în care sunt primite doar trei tensiuni de ieșire de la înfășurările secundare ale transformatorului de putere: +5, +12, -12 V. Tensiunea -5V se obține de la -12V utilizând un stabilizator liniar cu trei terminale integrat tip 7905 Transformatorul de putere din aceste circuite are și două înfășurări secundare cu ieșire din punctul de mijloc. Deoarece aici se obțin doar trei tensiuni de ieșire prin redresare, pe partea secundară sunt instalate nu 4, ci doar 3 semipunți de diodă redresoare. Acest tip de design de circuit este utilizat, de exemplu, în UPS-ul LPS-02-150XT (Fig. 28).
Numărul de înfășurări secundare ale unui transformator de impuls de putere poate varia în diferite circuite. De exemplu, în circuitul UPS PS-200V (Fig. 29), transformatorul de putere are trei înfășurări secundare cu ieșire din punctul de mijloc, adică. Fiecare dintre înfășurările secundare funcționează cu propria sa jumătate de punte.

Figura 29. Obținerea tensiunilor de ieșire în sursa de alimentare comutată PS-200B

În circuitul sursei de alimentare comutatoare KYP-150W (Fig. 27), transformatorul de putere are doar două înfășurări secundare, fiecare dintre ele funcționând cu două semi-poduri.
Tentația de a folosi diode Schottky în canalul de tensiune de ieșire +12V i-a condus pe dezvoltatori la o soluție de circuit originală. Esența acestei soluții este că punctul de mijloc al înfășurării secundare a transformatorului de putere, din care se obține tensiunea de ieșire +12V, este conectat nu la carcasă (ca în circuitele clasice), ci la magistrala de tensiune de ieșire +5V. . Un exemplu de astfel de circuit este prezentat în Fig. treizeci.

Figura 30. Obținerea tensiunilor de ieșire într-o sursă de alimentare comutată PS-6220C (BENAVIOR TECH. COMPUTER CORP).

Cu alte cuvinte, un „suport” este furnizat în punctul mijlociu al înfășurării canalului +12V, ceea ce reduce cantitatea de tensiune inversă aplicată diodelor redresoare. Prin urmare, devine posibilă utilizarea diodelor Schottky în canalul +12 V. După cum sa menționat deja, din punct de vedere structural și electric, circuitul UPS include un ventilator de răcire forțat pentru circuitul UPS-ului însuși și unitatea de sistem. Este de obicei un motor de curent continuu fără perii, în două faze. Înfășurările motorului ventilatorului sunt alimentate în majoritatea circuitelor UPS de la magistrala de tensiune de ieșire de +12V. Cu toate acestea, există circuite în care puterea pentru motorul ventilatorului este preluată de la magistrala -12V. Ventilatorul de pe schemele de circuite străine este desemnat ca D.C. VENTILATOR. UPS-ul KYP-150W, de exemplu, folosește un ventilator de tip SU8025-M, care are următoarele caracteristici principale: tensiune nominală de alimentare 12V, consum de curent 0,12A. Principiul de funcționare și designul motorului ventilatorului vor fi discutate în detaliu mai jos. Aici observăm doar că fluxul de aer creat de motorul ventilatorului este direcționat de la modulul de sistem către exterior (în mediu), adică. aer cald este suflat din unitatea de sistem. De obicei, carcasa ventilatorului are indicatori în formă de săgeată care indică direcția de rotație a rotorului și direcția fluxului de aer. Carcasa PSU are găuri sau fante pe partea opusă ventilatorului. Datorită acestui fapt, atunci când rotorul se rotește, se creează un flux de aer care răcește atât elementele componentelor modulului de sistem, cât și circuitul UPS-ului însuși.
Astfel, partea secundară a UPS-ului bazată pe cipul de control TL494 și invertorul cu jumătate de punte poate diferi în ceea ce privește designul circuitului:
metoda de obținere a unei tensiuni de ieșire de -5V și, prin urmare, a numărului de semipunți de diodă redresoare;
numărul de înfășurări secundare ale transformatorului de impuls de putere;
metoda de alimentare a motorului ventilatorului.
În plus, în circuitele autoexcitate, tensiunea de impuls redresată de la ieșirea semipuntului de diodă a canalului +12V este utilizată pentru a obține o tensiune de alimentare auxiliară pentru microcircuitul de control și etapa de potrivire. Această tensiune a fost denumită anterior Upom. Pentru a obține această tensiune, la ieșirea semipuntului este conectată o capacitate de netezire printr-o diodă de decuplare, a cărei tensiune este de obicei furnizată printr-un filtru de decuplare RC suplimentar în formă de L la magistrala Upom, de la care este cipul de control. alimentat prin pinul 12, precum și divizoarele de bază ale tranzistoarelor de etaj potrivite și colectoarele acestor tranzistoare. De exemplu, în Fig. 27, dioda D14 este o diodă de decuplare. C19 - capacitate de netezire. Elementele R36, C11 formează un filtru RC în formă de L.
Necesitatea pornirii diodei de decuplare se explică prin faptul că, în absența acesteia, capacitatea de stocare C19 a magistralei Upom, care este reîncărcată cu impulsuri de la înfășurarea secundară a transformatorului de putere, ar fi descărcată în timpul pauzelor la nivelul scăzut. sarcina de rezistenta a canalului +12V. Acest lucru ar duce la o creștere semnificativă a ondulației pe autobuzul Upom, ceea ce este nedorit. Filtrul RC în formă de L ajută, de asemenea, la suprimarea ondulației pe magistrala Upom.
Nivelul de tensiune Upom în circuitele auto-excitate, după cum sa menționat deja, este de aproximativ +26V. Acest lucru se explică prin faptul că oscilația tensiunii de impuls pe înfășurarea secundară a transformatorului de impuls care funcționează pe canalele +12V și -12V este de aproximativ 60V. Prin urmare, amplitudinea impulsurilor la ieșirea semipuntului redresorului în canalul +12V va fi jumătate din această valoare, adică. despre +CALL. Capacitatea de netezire a magistralei Upom este încărcată la aproximativ acest nivel prin dioda de decuplare.
În treacăt, observăm că oscilația tensiunii impulsului pe înfășurarea secundară care funcționează pe canalele +5V și -5V este de aproximativ jumătate și este de aproximativ 26V. Prin urmare, amplitudinea impulsului la ieșirile semipunților de diodă ale canalelor +5V și -5V este de aproximativ 13V.
În toate circuitele UPS din familia luată în considerare, un divizor rezistiv este conectat la magistrala de tensiune de ieșire +5V, care acționează ca element de măsurare în circuitul de feedback din circuitul de stabilizare a tensiunii de ieșire (vezi mai jos).
Între magistralele -5V și -12V este conectat de obicei un divizor rezistent la diodă, care servește ca element de măsurare al circuitului de protecție la scurtcircuit în sarcinile canalelor -5V și -12V (vezi mai jos).
În plus, rezistențele de descărcare sunt conectate la magistralele de ieșire (toate patru sau unele, în funcție de proiectarea circuitului UPS). Scopul lor este de a descărca rapid toți condensatorii de ieșire, precum și condensatorii diferitelor circuite auxiliare după oprirea UPS-ului din rețea pentru a aduce întregul circuit UPS la starea inițială înainte de a-l reporni. Importanța fundamentală a acestei circumstanțe a fost deja remarcată. Totuși, aici repetăm ​​încă o dată că pentru ca UPS-ul să intre în modul normal, toți condensatorii circuitului său trebuie să fie complet descărcați până când este conectat la rețea. În Fig. 27, de exemplu, rezistența de descărcare în canalul +5V este R37, în canalul -5V - R43, în canalul +12V - R45, în canalul -12V - R42.
Curenții care circulă prin aceste rezistențe în timpul funcționării IVP sunt nesemnificativi în comparație cu curenții de sarcină. Prin urmare, putem presupune că în timpul funcționării aceste rezistențe nu afectează funcționarea circuitului UPS.

Majoritatea dispozitivelor electronice moderne practic nu folosesc surse de alimentare analogice (transformatoare), acestea sunt înlocuite cu convertoare de tensiune în impulsuri. Pentru a înțelege de ce s-a întâmplat acest lucru, este necesar să se ia în considerare caracteristicile de design, precum și punctele forte și punctele slabe ale acestor dispozitive. De asemenea, vom vorbi despre scopul principalelor componente ale surselor pulsate și vom oferi un exemplu simplu de implementare care poate fi asamblată cu propriile mâini.

Caracteristici de proiectare și principiu de funcționare

Dintre cele mai multe metode de conversie a tensiunii în componente electronice de alimentare, două care sunt cele mai răspândite pot fi identificate:

1. Analogic, al cărui element principal este un transformator coborâtor, pe lângă funcția sa principală, oferă și izolație galvanică.
2. Principiul impulsului.

Să vedem cum diferă aceste două opțiuni.

PSU bazat pe un transformator de putere

Să luăm în considerare o diagramă bloc simplificată a acestui dispozitiv. După cum se poate observa din figură, la intrare este instalat un transformator coborâtor, cu ajutorul acestuia, amplitudinea tensiunii de alimentare este convertită, de exemplu, de la 220 V obținem 15 V. Următorul bloc este un redresor, acesta sarcina este de a converti curentul sinusoidal într-unul pulsat (armonica este afișată deasupra imaginii simbolice). În acest scop, se folosesc elemente semiconductoare de redresare (diode) conectate printr-un circuit în punte. Principiul lor de funcționare poate fi găsit pe site-ul nostru.

Următorul bloc îndeplinește două funcții: netezește tensiunea (se folosește un condensator de capacitate adecvată în acest scop) și o stabilizează. Acesta din urmă este necesar pentru ca tensiunea să nu „scădeze” atunci când sarcina crește.

Diagrama bloc dată este mult simplificată; de regulă, o sursă de acest tip are un filtru de intrare și circuite de protecție, dar acest lucru nu este important pentru explicarea funcționării dispozitivului.

Toate dezavantajele opțiunii de mai sus sunt legate direct sau indirect de elementul principal de proiectare - transformatorul. În primul rând, greutatea și dimensiunile sale limitează miniaturizarea. Pentru a nu fi nefondat, vom folosi ca exemplu un transformator coborâtor 220/12 V cu o putere nominală de 250 W. Greutatea unei astfel de unități este de aproximativ 4 kilograme, dimensiunile 125x124x89 mm. Vă puteți imagina cât ar cântări un încărcător de laptop bazat pe acesta.

În al doilea rând, prețul unor astfel de dispozitive este uneori de multe ori mai mare decât costul total al celorlalte componente.

Dispozitive cu impulsuri

După cum se poate observa din diagrama bloc prezentată în figura 3, principiul de funcționare al acestor dispozitive diferă semnificativ de convertoarele analogice, în primul rând în absența unui transformator de intrare descendente.

Să luăm în considerare algoritmul de operare al unei astfel de surse:

• Filtrul de rețea este furnizat cu energie; sarcina acestuia este de a minimiza zgomotul din rețea, atât la intrare, cât și la ieșire, care apare ca urmare a funcționării.
• Apoi, intră în funcțiune unitatea de conversie a tensiunii sinusoidale în tensiune constantă pulsată și un filtru de netezire.
• În etapa următoare, un invertor este conectat la proces; sarcina sa este legată de formarea de semnale dreptunghiulare de înaltă frecvență. Feedback-ul către invertor se realizează prin unitatea de control.
• Următorul bloc este IT, este necesar pentru modul generator automat, alimentarea cu tensiune a circuitului, protecție, controlul controlerului, precum și sarcina. În plus, sarcina IT include asigurarea izolației galvanice între circuitele de înaltă și joasă tensiune.

Spre deosebire de un transformator coborâtor, miezul acestui dispozitiv este realizat din materiale ferimagnetice, acest lucru contribuind la transmiterea fiabilă a semnalelor RF, care pot fi în intervalul 20-100 kHz. O trăsătură caracteristică a IT este că atunci când îl conectați, includerea începutului și a sfârșitului înfășurărilor este critică. Dimensiunile mici ale acestui dispozitiv fac posibilă producerea de dispozitive miniaturale; un exemplu este cablarea electronică (balastul) unui LED sau lampă de economisire a energiei.

• Apoi, redresorul de ieșire intră în funcțiune, deoarece funcționează cu tensiune de înaltă frecvență; procesul necesită elemente semiconductoare de mare viteză, astfel încât diode Schottky sunt utilizate în acest scop.
• În faza finală, netezirea se realizează pe un filtru avantajos, după care se aplică tensiune la sarcină.

Acum, așa cum am promis, să ne uităm la principiul de funcționare al elementului principal al acestui dispozitiv - invertorul.

Cum funcționează un invertor?

Modularea RF poate fi realizată în trei moduri:

• frecvența pulsului;
• fază-impuls;
• lățimea impulsului.

În practică, se folosește ultima opțiune. Acest lucru se datorează atât simplității implementării, cât și faptului că PWM are o frecvență de comunicare constantă, spre deosebire de celelalte două metode de modulare. O diagramă bloc care descrie funcționarea controlerului este prezentată mai jos.

Algoritmul de funcționare al dispozitivului este următorul:

Generatorul de frecvență de referință generează o serie de semnale dreptunghiulare, a căror frecvență corespunde celei de referință. Pe baza acestui semnal, se formează un dinte de ferăstrău U P, care este furnizat la intrarea comparatorului K PWM. Semnalul UUS care vine de la amplificatorul de control este furnizat la a doua intrare a acestui dispozitiv. Semnalul generat de acest amplificator corespunde diferenței proporționale dintre U P (tensiune de referință) și U RS (semnal de control din circuitul de feedback). Adică, semnalul de control UUS este, de fapt, o tensiune nepotrivită cu un nivel care depinde atât de curentul de pe sarcină, cât și de tensiunea de pe aceasta (U OUT).

Această metodă de implementare vă permite să organizați un circuit închis care vă permite să controlați tensiunea de ieșire, adică, de fapt, vorbim despre o unitate funcțională liniar-discretă. La ieșire sunt generate impulsuri, cu o durată în funcție de diferența dintre semnalele de referință și cele de control. Pe baza acesteia, se creează o tensiune pentru a controla tranzistorul cheie al invertorului.

Procesul de stabilizare a tensiunii de ieșire se realizează prin monitorizarea nivelului acesteia; atunci când se modifică, tensiunea semnalului de control U PC se modifică proporțional, ceea ce duce la creșterea sau scăderea duratei dintre impulsuri.

Ca urmare, puterea circuitelor secundare se modifică, ceea ce asigură stabilizarea tensiunii de ieșire.

Pentru a asigura siguranța, este necesară izolarea galvanică între sursa de alimentare și feedback. De regulă, optocuplele sunt utilizate în acest scop.

Punctele forte și punctele slabe ale surselor pulsate

Dacă comparăm dispozitive analogice și cu impulsuri de aceeași putere, acestea din urmă vor avea următoarele avantaje:

• Dimensiune și greutate reduse datorită absenței unui transformator coborâtor de joasă frecvență și a elementelor de control care necesită îndepărtarea căldurii folosind radiatoare mari. Datorită utilizării tehnologiei de conversie a semnalului de înaltă frecvență, este posibilă reducerea capacității condensatoarelor utilizate în filtre, ceea ce permite instalarea unor elemente mai mici.
• Eficiență mai mare, deoarece pierderile principale sunt cauzate doar de procese tranzitorii, în timp ce în circuitele analogice se pierde constant multă energie în timpul conversiei electromagnetice. Rezultatul vorbește de la sine, crescând eficiența la 95-98%.
• Cost mai mic datorită utilizării elementelor semiconductoare mai puțin puternice.
• Gamă mai largă de tensiune de intrare. Acest tip de echipament nu este pretențios în ceea ce privește frecvența și amplitudinea; prin urmare, este permisă conectarea la rețele de diferite standarde.
• Disponibilitatea unei protecții fiabile împotriva scurtcircuitelor, suprasarcinii și a altor situații de urgență.

Dezavantajele tehnologiei cu impulsuri includ:

Prezența interferenței RF este o consecință a funcționării convertorului de înaltă frecvență. Acest factor necesită instalarea unui filtru care suprimă interferențele. Din păcate, funcționarea sa nu este întotdeauna eficientă, ceea ce impune unele restricții privind utilizarea dispozitivelor de acest tip în echipamente de înaltă precizie.

Cerințe speciale pentru sarcină, aceasta nu trebuie redusă sau mărită. De îndată ce nivelul curentului depășește pragul superior sau inferior, caracteristicile tensiunii de ieșire vor începe să difere semnificativ de cele standard. De regulă, producătorii (chiar și cei recent chinezi) asigură astfel de situații și instalează o protecție adecvată în produsele lor.

Scopul aplicatiei

Aproape toate electronicele moderne sunt alimentate din blocuri de acest tip, de exemplu:

Asamblarea unei surse de alimentare comutatoare cu propriile mâini

Să luăm în considerare circuitul unei surse de alimentare simple, în care se aplică principiul de funcționare descris mai sus.

Denumiri:

• Rezistoare: R1 – 100 Ohm, R2 – de la 150 kOhm la 300 kOhm (selectabile), R3 – 1 kOhm.
• Capacități: C1 și C2 – 0,01 µF x 630 V, C3 -22 µF x 450 V, C4 – 0,22 µF x 400 V, C5 – 6800-15000 pF (selectabil), 012 µF, C6 – 10 µF x 750 µF – 220 µF x 25 V, C8 – 22 µF x 25 V.
• Diode: VD1-4 - KD258V, VD5 și VD7 - KD510A, VD6 - KS156A, VD8-11 - KD258A.
• Tranzistor VT1 – KT872A.
• Stabilizator de tensiune D1 - microcircuit KR142 cu indice EH5 - EH8 (în funcție de tensiunea de ieșire necesară).
• Transformator T1 - se folosește un miez de ferită în formă de w cu dimensiunile 5x5. Înfăşurarea primară este înfăşurată cu 600 de spire de sârmă Ø 0,1 mm, secundarul (pinii 3-4) conţine 44 de spire Ø 0,25 mm, iar ultima înfăşurare conţine 5 spire Ø 0,1 mm.
• Siguranță FU1 – 0,25A.

Configurația se reduce la selectarea valorilor R2 și C5, care asigură excitarea generatorului la o tensiune de intrare de 185-240 V.