Preamplificator cu bloc de tonuri Matyushkin. „Inginerie electronică și radio” Totul pentru amatori! Preamplificatorul și sursa de alimentare a acestuia

Preferința recentă pentru amplificatoarele de putere audio cu ieșire cu tub pentru reproducerea sunetului de înaltă fidelitate este greu de înțeles pe baza comparației lor obiective cu tranzistoarele UMZCH. Într-adevăr, în toate caracteristicile măsurate, un UMZCH modern bazat pe tranzistori este semnificativ superior unuia cu tub. În opinia noastră, distorsiunile neliniare (ND) măsurate de obicei nu epuizează acele distorsiuni care determină calitatea reproducerii sunetului. În cele mai avansate modele ale tranzistorului UMZCH, nivelul NI este adus aproape la pragul auditiv și chiar mai scăzut, deci este îndoielnic că pot fi percepute la ureche, mai ales în condiții de mascare printr-un semnal util. Ideea, aparent, este că NI este de obicei măsurată într-o stare staționară, atunci când procesul tranzitoriu după aplicarea semnalului de măsurare la intrarea amplificatorului testat este deja finalizat atât la intrarea, cât și la ieșirea amplificatorului și într-un mod închis. bucla de feedback negativ general (GNF) a fost stabilit un proces oscilator staționar, corespunzând cu o precizie mai mare sau mai mică semnalului de intrare.

Evident, neliniaritatea amplificatorului se manifestă mult mai puternic în timpul procesului tranzitoriu (a cărui durată, datorită întârzierii semnalului în circuitul OOS, poate fi semnificativă), mai ales în stadiul inițial, când acțiunea OOS este cel mai puțin eficientă. (din cauza intarzierii mentionate). Spre deosebire de distorsiunile dinamice, care conduc la supraîncărcare a etapei de intrare pe toată durata unui semnal de intrare nefavorabil, NI-urile tranzitorii considerate sunt prezente chiar și atunci când nu există unele dinamice, dar numai până la finalizarea procesului tranzitoriu. Și dacă luăm în considerare că programele de sunet reale sunt foarte departe de a fi staționare și de fapt provoacă un proces tranzitoriu aproape continuu în UMZCH, atunci atunci când se redă astfel de programe, HI poate fi mult mai mare decât cele măsurate prin metode convenționale în același caz de amplificatorul.

Datorită duratei scurte a procesului de tranziție în comparație cu timpul măsurătorilor de laborator, ele încă „eludează” studiului experimental (acest lucru necesită dezvoltarea unor metode speciale) și, în același timp, sunt ușor percepute cu ureche pe tot parcursul sunetului întregii fonograme. . Din acest punct de vedere, avantajul amplificatoarelor cu tuburi devine clar: deși nivelul măsurat de HI este mai mare (acest lucru se aplică doar modului staționar), în condiții reale, tuburile, ca și dispozitivele mult mai liniare, asigură un HI mai scăzut (deși, desigur, mai mare decât aceleași tuburi în modul staționar) decât tranzistoarele, ceea ce determină sunetul mai bun al amplificatoarelor cu tuburi.

Cu toate acestea, următoarele dezavantaje ale amplificatoarelor cu tub sunt evidente: inconveniente în funcționare, volum și masă mare, consum semnificativ de energie cu eficiență și putere de ieșire relativ scăzute. În acest sens, ar părea tentant să creezi un amplificator cu tranzistor cu un nivel NI real care nu este mai rău decât cel al unui amplificator cu tuburi. Aceasta din urmă înseamnă că nivelul NI al unui astfel de amplificator, măsurat prin metode convenționale, trebuie redus cu unul sau două ordine de mărime (!) în comparație cu cele mai bune eșantioane (de preferință cât mai mult posibil), astfel încât NI în cel non -modul staționar are o valoare acceptabilă.

Cu toate acestea, metodele de liniarizare utilizate în prezent amplificatoare cu tranzistori, aparent, s-au epuizat deja și nu vor permite atingerea coeficientului NI necesar ( Q ≈0,0001…0,00001%). Prin urmare, s-a pus sarcina de a studia posibilitatea de a obține o astfel de înregistrare nivel scăzut propriul tranzistor NI UMZCH, nu ne oprim la complexitatea soluțiilor de circuit, și apoi decideți dacă o astfel de abordare este justificată, dacă aduce beneficii în calitatea sunetului în comparație cu circuitele existente.

Designul prezentat în acest robot se adresează în primul rând celor mai pretențioși cunoscători ai reproducerii sunetului de înaltă calitate. Este dezvoltat pe baza principiului enunțat în, care reprezintă o îmbunătățire a metodei binecunoscute de reducere a distorsiunii descrisă în.

Figura 1 prezintă o diagramă bloc a unui amplificator în două trepte cu funcția de transfer a primei trepte K1 și a celei de-a doua K2, funcția de transfer β a buclei generale de feedback, care acoperă întregul amplificator și funcția de transfer γ a ​​pozitivului local. circuit de feedback (LPF), care acoperă prima etapă. Funcția de transfer rezultată a unui astfel de dispozitiv este descrisă de expresia:

K = K 1 K 2 /(1- γ K 1 + K 1 K 2 β)

Dacă setați câștigul în bucla MPOSγ K 1 = 1, atunci se dovedește că, spre deosebire de un amplificator cu un OOS, în care K = K 1 K 2 /(1-γ K 1 + K 1 K 2 β) și numai aproximativ K≈1/β (la K 1 K 2 β>>1), funcția de transfer a acestui amplificator va fi exact egală cu 1/β. În acest caz, adâncimea protecției mediului trebuie să fie mai mare decât adâncimea MFOS, adică. K 1 K 2 >γ K 1, care este o condiție necesară (dar nu suficientă) pentru stabilitate. Astfel, cândγ K 1 = 1 suprimă toate distorsiunile care apar în a doua etapă și a căror cauză este inconstanța funcției de transfer (deoarece K = 1/β și nu depinde de K 2).

Cu toate acestea, suprimarea completă a distorsiunii este posibilă numai cu o primă etapă ideală. În realitate, se caracterizează atât prin distorsiuni neliniare, cât și prin distorsiuni de frecvență, conducând la o abatere a funcției de transfer K1 de la valoarea optimă. În plus, se modifică din cauza fluctuațiilor tensiunilor de alimentare, a derivei temperaturii și a modificărilor parametrilor pieselor în timp. Problema este și asigurarea stabilității comune a unui astfel de sistem complex sub acțiunea comună a sistemului de protecție a mediului și a POS (a doua condiție de stabilitate), deoarece introducerea POS reduce marja de stabilitate. sistem original. Pe de altă parte, este de dorit (pentru a obține cea mai mare liniaritate) ca adâncimea atât a PIC-ului, cât și a OOS-ului să fie constantă în intervalul de frecvență de funcționare, adică. astfel încât primul pol al răspunsului în frecvenţă al sistemului cu deschis părere a fost la o frecvență f>20-30 kHz, iar frecvența de tăiere în bucla PIC nu a fost, de asemenea, mai mică. Între timp, îndeplinirea ultimelor cerințe și, în același timp, asigurarea unei marje de stabilitate fiabile nu este deloc ușoară, iar abaterea de la acestea reduce semnificativ eficacitatea metodei. Aparent, acesta este motivul pentru care autorul nu cunoaște exemple de utilizare a principiului descris de suprimare a distorsiunii în scopul reproducerii sunetului de înaltă calitate.

Dezavantajul fundamental al dispozitivului prezentat în Fig. 1 este, după cum arată analiza, că bucla MPOS este conectată în serie la circuitul OOS. Funcționarea dispozitivului poate fi îmbunătățită semnificativ prin conectarea buclei MPOS în paralel cu bucla OOS, adică. prin conectarea intrării celei de-a doua trepte nu la ieșirea primei trepte (punctul 2, Fig. 1), ci la intrarea acesteia (punctul 1). Schema bloc a dispozitivului propus în este prezentată în Fig. 2. Cel mai important avantaj al unui astfel de dispozitiv este defazajul mai mic introdus în bucla OOS de elementele circuitului MPOS (de la intrarea dispozitivului la intrarea celei de-a doua etape). Acest lucru este clar din compararea Fig. 2 cu Fig. 1, deoarece este evident că faza semnalului de la punctul 2 este în urmă față de faza de la punctul 1 (Fig. 1), dar schimbarea de fază introdusă de prima etapă (și această schimbare poate fi foarte semnificativă la frecvențe 0,2-1 MHz și mai mari, în zona căreia trebuie asigurată stabilitatea dispozitivului).

Acest avantaj este decisiv pentru utilizarea acestei metode de compensare a distorsiunii în UMZCH-uri de înaltă calitate, deoarece schimbările minime de fază introduse la utilizarea acesteia fac posibilă obținerea unei marje suficiente de stabilitate și, prin urmare, asigurarea funcționării fiabile a unui amplificator cu MFOS.

Avantajul dispozitivului prezentat în Fig. 2 este, de asemenea, posibilitatea unei selecții mai independente (deși această independență este relativă, deoarece buclele încă interacționează între ele) și o selecție optimă a parametrilor buclelor MPOS și OOS în conformitate cu funcționalitatea lor. scop, care este semnificativ diferit. Această mai mare independență este evidentă din expresia pentru funcția de transfer a sistemului îmbunătățit:

K = K 2 /(1- γ K 1 + K 2 β)

care, spre deosebire de , nu conține produse mixte ale funcțiilor de transfer ale elementelor aparținând unor bucle diferite. O astfel de separare nu este posibilă în dispozitivul prezentat în Fig. 1, unde prima etapă este o parte comună a buclelor MFOS și OOS, ca urmare a căreia parametrii săi determină simultan atât proprietatea OOS, cât și proprietatea POS, motiv pentru care cerințele pentru acești parametri sunt în mare măsură contradictorii, ceea ce face și este dificil de rezolvat problema suprimării maxime a distorsiunii.

Avantajele conexiunii paralele a buclei MPOS la bucla OOS fac posibilă implementarea practic a unui dispozitiv nici măcar cu unul, ci cu două MPOS, întărind reciproc efectul unul celuilalt și îmbunătățind astfel compensarea distorsiunii. Schema bloc a unui astfel de dispozitiv este prezentată în Fig. 3, unde K 1, K 2, K Z sunt funcțiile de transfer ale celor trei trepte ale canalului principal al amplificatorului; β – funcția de transfer a circuitului OOS; α 1 y 1 și α 2 y 2 sunt funcțiile de transfer ale primei și ale celei de-a doua bucle ale MPOS, respectiv, și egalitatea α 1γ 1 =1 și α 2 γ 2 =1 sunt setate cu cea mai mare precizie posibilă. Din funcția sa de transfer:

K = K 1 K 2 K 3 /[(1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 )+K 1 K 2 K 3 ],

rezultă că din moment ce 1-α 1 y 1<<1 , apoi gradul de suprimare a distorsiunii, în funcție de expresie (1-α 1 y 1 )(1-α 2 y 2 ), semnificativ mai mult decât într-un dispozitiv cu o buclă MPOS, în care acest grad este determinat de un termen 1-α 1γ 1 >>(1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 ). Totuși, cel mai remarcabil lucru este că, cu un MOS, nivelul minim realizabil de NI nu poate fi realizat mai puțin decât distorsiunile introduse de elementele buclei MOS în sine, iar într-un dispozitiv cu două (sau mai multe) bucle MOS, ca calcule. arată, propriul NI al fiecărei bucle MOS este suprimat de acțiunea celuilalt, acelea. este posibil să se reducă NI-ul sub nivelul determinat de cel mai liniar bloc al dispozitivului, care ar trebui să fie circuitul MEC. Acesta este un avantaj semnificativ aceasta metoda compensarea distorsiunilor înaintea altora, permițând reducerea distorsiunilor doar până la limita determinată de neliniaritatea proprie a circuitului de compensare.

Rețineți că tot ceea ce s-a spus mai sus se aplică pe deplin acelor distorsiuni care sunt cauzate de inconstanța funcțiilor de transfer (cu excepția celor neliniare, de exemplu, a celor de amplitudine-frecvență). Astfel de distorsiuni sunt compensate în orice parte a dispozitivului, cu excepția circuitului OOS β.

Fundamental Diagrama UMZCH, corespunzătoare Fig. 3, este prezentată în Fig. 4. Pentru a obține cel mai scăzut nivel NI posibil, canalul principal al amplificatorului (fără MPOS) este proiectat să aibă un UMZCH destul de liniar. În acest scop, toate treptele amplificatorului sunt realizate push-pull pe perechi complementare de tranzistoare, ceea ce a făcut posibilă realizarea ambelor brațe simetrice față de firul comun și obținerea unei caracteristici de amplitudine mai liniară. Toate tranzistoarele funcționează în modul A, cu excepția etajului de ieșire cu polarizare de intrare flotantă (super-A), care este setat de un circuit bazat pe elementele VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16. Acest lucru asigură funcționarea fără comutare a tranzistoarelor terminale la curentul lor de repaus scăzut.

Etapa de intrare este realizată conform unui circuit în cascadă ( V T1, VT3, VT2, VT4). Modul de funcționare al tranzistorilor săi este ales astfel încât să nu intre în modul de tăiere sau de limitare a curentului atunci când sunt expuși la semnale cu o amplitudine de câteva ori mai mare decât tensiunea nominală de intrare la intrare, chiar și atunci când OOS este oprit. Acest lucru se compară favorabil cu cascada diferențială tradițională. Lanțul R19R18 C7 cu o frecvență de tăiere de ≈ 90 kHz limitează câștigul componentelor de cea mai înaltă frecvență ale semnalelor de impuls, prevenind supraîncărcarea treptelor ulterioare a amplificatorului. Datorită acestor măsuri, precum și performanțelor ridicate din cauza refuzului de a utiliza tranzistori cu un emițător comun în cascade și corecție în avans (condensatori C5, C6), nu există o distorsiune dinamică în amplificator, ceea ce este deosebit de important pentru funcționarea stabilă a un sistem cu PIC.

Tensiunea OOS de la ieșirea amplificatorului este furnizată la punctul de conectare al rezistențelor R11 și R12, care, împreună cu R10 și R13, determină curentul de funcționare. VT 1 și VT2. Simultan R10 si R 13, ca parte a divizoarelor R14/R10C3 și R15/R13C4, setează funcția de transfer a circuitului OOS. Componenta directă a tensiunii de ieșire este furnizată emițătorilor tranzistorilor de intrare prin R10R11 și R12R13 și nu numai prin R14 și R15, prin urmare, adâncimea feedback-ului pentru tensiunea continuă este mult mai mare decât pentru tensiunea alternativă și stabilizarea strictă a tensiunii. componenta de tensiune constantă la ieșirea UMZCH este efectuată. Utilizarea condensatoarelor electrolitice C3, C4 nu duce, după măsurători, la o creștere semnificativă a distorsiunii, deoarece sunt polarizați cu o tensiune constantă de aproximativ 4 V (componenta alternativă este mult mai mică), astfel încât modul lor de funcționare este aproape liniară.

Etapa a doua pe tranzistoarele VT5- V T8, conectat conform circuitului OK-OB, este un buffer între două circuite MPOS. Diodele VD3-VD6 stabilesc tensiunea de polarizare la bazele emițătorului urmăritori VT9, VT10 și diodele VD7, VD8 protejează împotriva creșterii prea mari în cazul unei defecțiuni a amplificatorului sau a uneia dintre siguranțe. Amplificatorul de tensiune (VT11, VT13 VT12, VT14) este de asemenea realizat conform unui circuit în cascadă. Tensiunea de alimentare a primelor trepte este de aproximativ 21 V și este setată de stabilizator ( V T23, VT 24, VD17, VD18). Tranzistoarele de ieșire funcționează cu un curent de repaus scăzut, astfel încât stabilizarea termică nu este necesară.

Elementele de corecție a frecvenței R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 formează răspunsul în frecvență al amplificatorului, asigurând stabilitatea acestuia sub influența feedback-ului negativ. În același timp, R19 și R27 servesc ca sarcină a etajelor de intrare și, respectiv, tampon, precum și a sarcinii buclelor MPOS, determinând câștigul acestora. Tranzistoarele cu efect de câmp sunt utilizate în circuitele MPOS pentru a minimiza distorsiunile proprii ale circuitelor. Fiecare circuit MPOS este o etapă de amplificare cu un coeficient de transmisie de aproximativ unitatea, care poate fi schimbat folosind rezistențele de reglare R58 și R67. Prin conectarea directă a ieșirii cascadei la intrarea acesteia, se obține 100% PIC. Lanțurile R57C15 și R66C16 ajustează răspunsul în frecvență al cascadelor, îmbunătățind acuratețea compensării la frecvențele din domeniul audio. Circuitele MPOS sunt conectate la canalul principal în punctele nodurilor A, B și la firul comun.

Punctele de funcționare ale tranzistoarelor primelor cascade și circuite ale MPOS sunt stabilizate rigid de rezistențe de înaltă rezistență în circuitele lor emițătoare (sursă). Acest lucru asigură constanța caracteristicilor cascadelor conectate la punctele A și B. În plus, tranzistoarele VTЗVT4 și VT27VT28, VT7VT8 și VT31VT32 sunt sarcini dinamice unul pentru celălalt, iar emițătorii adepți VT5VT6, VT9VT10 și tranzistorii cu efect de câmp au tranzistorii cu efect de câmp aT9VT20VT20VT20. rezistență mare de intrare, astfel încât rezistența sarcinii pentru buclele MPOS este determinată de rezistențele R19, R27 (la frecvențe audio). Datorită acestui fapt, a fost posibil să se obțină o stabilitate ridicată a câștigului în buclele MPOS, care nu depinde de temperatură și nu se modifică în timp.

Pluta imprimată este proiectată pentru a îndeplini cerințele comune. Blocurile MPOS de pe tranzistoarele VT25-VT32 sunt realizate pe două plăci mici separate și sub formă de module și sunt fixate perpendicular pe placa principală a amplificatorului în apropierea punctelor nodurilor A și B.

Amplificatorul folosește rezistențe de tip MLT, rezistențe de reglare de tip SPZ-29M, condensatoare K50-16 (C3, C4, C11-C14), K73-17 (C1, C2), KD1, KT1 - restul. Radiatoare de căldură pentru tranzistoare VT21, V T22 sunt situate în apropierea elementelor circuitului de polarizare plutitor al etapei finale pentru a compensa instabilitatea temperaturii curentului de repaus al tranzistoarelor de ieșire.

Configurare

La ieșirea amplificatorului este conectată o sarcină echivalentă cu o rezistență de 4-8 ohmi și se verifică funcționarea circuitului de polarizare plutitor al etapei finale. Pentru a face acest lucru, conectați osciloscopul la baze VT 19 și VT20 și un semnal sinusoidal cu o frecvență de 100 Hz este furnizat la intrarea amplificatorului. Oscilograma ar trebui să aibă forma unei tensiuni pulsatorii (cum ar fi o sinusoidă „rectificată”) cu o amplitudine de aproximativ 5 V la o tensiune nominală de ieșire și o rezistență de sarcină de 4 ohmi. Pe măsură ce rezistența de sarcină crește sau semnalul de intrare scade, această amplitudine ar trebui să scadă.

Verificați trecerea impulsurilor dreptunghiulare prin amplificator. Nu ar trebui să existe vârfuri în oscilogramele tensiunii de ieșire, în caz contrar, capacitatea condensatoarelor C5 și C6 este crescută. În acest moment, configurarea canalului principal poate fi considerată finalizată. Rețineți că chiar și amplificatorul de bază (fără circuite MPOS) are caracteristici destul de ridicate.

Specificații:

Tensiune nominală de intrare: 0,3 V

Puterea nominală de ieșire în sarcină de 4 ohmi: 80 W

Puterea nominală de ieșire în sarcină de 8 ohmi: 40 W

Gama de frecvență cu blocaje la margini nu mai mult de 0,5 dB: 15 – 100000 Hz

Impedanță de intrare: 50 kOhm

Impedanta de iesire: 0 Ohm (cu circuite MPOS)

Coeficientul de distorsiune de intermodulație, nu mai mult de: 0,005%

Nivel de zgomot (ponderat): -105 dB (cu circuite MPOS)

Circuitele MPC sunt configurate prin conectarea lor la circuit și setarea motoarelor R58, R67 în poziția de rezistență maximă, adică. câștigul minim în buclă al circuitelor MPOS. Tensiunea dintre dren și sursa de tranzistori cu efect de câmp nu trebuie să fie mai mare de 10 V (maximul permis pentru tranzistorul KP103), dar nu prea scăzut, altfel valoarea dorită este atinsă prin selectarea rezistențelor R51, R52, R60, R61 . Este de dorit ca tranzistoarele complementare să fie selectate în perechi cu valori apropiate ale curentului de dren inițial și ale tensiunii de întrerupere.

Intrarea amplificatorului este scurtcircuitată, un sistem acustic (AS) sau Aparat de măsură, și semnalul de la sursă (generator de semnal sau sursă program muzical, cu componente de frecvență joasă și înaltă) cu o ieșire de înaltă impedanță este alimentată la punctul nodului B, simulând un semnal de distorsiune. Firul comun al sursei este conectat la firul comun al amplificatorului. Prin reglarea R58, se obține atenuarea maximă a semnalului la ieșirea amplificatorului. Prin selectarea R57C15, suprimarea componentelor de înaltă frecvență din spectrul semnalului este îmbunătățită.

După ce ați configurat primul circuit MOS, deconectați-l de la punctul A și sursa simulatorului de distorsiune din punctul B. Ieșirea simulatorului este conectată în paralel cu rezistența R35 și configurați al doilea circuit MOS în același mod ca primul. După aceasta, primul circuit al MPOS este reconectat și se observă suprimarea suplimentară a semnalului.

În etapa finală, se efectuează un test direct de suprimare a NI în amplificator. Este suficient să măsurați doar coeficientul de distorsiune de intermodulație Q, deoarece la valori suficient de mici coeficientul de distorsiune armonică este în mod evident acceptabil. În conformitate cu tehnica, la intrarea amplificatorului sunt furnizate două semnale sinusoidale cu o frecvență de 25–30 kHz și o diferență de frecvență de ≈1 kHz la aceeași amplitudine, care nu depășește jumătate din cea nominală, iar nivelul sonor este reprodus. de către vorbitor este evaluată. Când circuitele MEP sunt oprite, se poate auzi un sunet foarte silentios (corespunzător Q și = 0,005%), care dispare complet atunci când sunt conectate.

Pentru a demonstra în mod clar suprimarea NI, puteți crește temporar neliniaritatea amplificatorului de bază prin conectarea unui lanț al unei diode conectate în serie în direcția de conducere (de exemplu, D9) și a unui rezistor cu o rezistență de 47 kOhm în paralel cu rezistența R9. În acest caz, Qi-ul amplificatorului de bază crește la aproximativ 0,5%, frecvența de combinație devine clar distinsă și se poate aprecia cu mai multă încredere suprimarea acestuia la conectarea circuitelor MOS.

Din astfel de măsurători rezultă că fiecare dintre circuitele MPOS suprimă distorsiunea cu nu mai puțin de 30 dB și ambele împreună - aproape 60 dB, astfel încât NI-ul întregului amplificator nu poate fi măsurat prin metode convenționale datorită valorii lor extrem de mici. , dar poate fi estimat doar luând în considerare Q și amplificatorul de bază, redus cu trei ordine de mărime, ceea ce dă o valoare fantastică ( Q și ≈ 0,00001%).

Încă un lucru demn de remarcat Partea pozitivă aplicarea MPOS într-un amplificator. Deoarece atunci când OOS general încetează, câștigul tinde să crească datorită acțiunii PIC-ului, atunci când semnalul este întârziat în circuitul OOS, circuitele MOS devin de fapt dispozitive corective forțatoare care accelerează procesele din sistem și reduc faza. schimbarea între semnalele de intrare și de ieșire. Acest lucru îmbunătățește calitatea procesului tranzitoriu, ceea ce ajută și la reducerea distorsiunii.

Impresia subiectivă a funcționării acestui amplificator este dificil de transmis în cuvinte; trebuie să auziți puritatea și transparența sunetului său. În acest sens, nu numai că nu este inferior amplificatoarelor cu tuburi, ci și vizibil superior acestora, fără a introduce practic ceva „propriu” în imaginea sonoră. Experiența de funcționare a acestuia timp de 5 ani a demonstrat fiabilitatea designului, iar verificările periodice au arătat o bună stabilitate a reglajului și menținerea preciziei compensării distorsiunii în limitele specificate fără ajustări suplimentare.

Plăcile de circuite imprimate sunt realizate din folie PCB. Dimensiunea plăcii de canal principal (Fig. 5) este de 150 x 105 mm, dimensiunea modulelor MPOS (Fig. 6) este de 105 x 30 mm. După dezlipirea tuturor pieselor, modulele MPOS sunt instalate pe placa principală în direcțiile indicate de săgețile din Fig. 1. Conductorii de circuit imprimat corespunzători plăcilor sunt conectați conform schemei de circuit folosind jumperi de fire. Magistralele de fire comune pot fi conectate folosind fire de tip care țin plăcile într-o poziție reciproc perpendiculară.

Dezactivarea și conectarea circuitelor MPOS în timpul configurării se face prin jumperi între punctele nodurilor A, B și punctele corespunzătoare ale modulelor MPOS.

Pentru amplificator stereo plăcile canalului principal și modulele MPOS sunt de două ori mai largi - nu 105, ci 210 mm și li se aplică două modele identice.

O atenție deosebită trebuie acordată aspectului amplificatorului. Firele care conectează amplificatorul la sursa de alimentare trebuie să fie cât mai scurte posibil și de secțiune transversală mare. Acest lucru este valabil mai ales pentru firul care conectează magistrala comună placă de circuit imprimat cu „zero” al sursei de alimentare - punctul de conectare al condensatorilor de filtru. Dacă, dintr-un motiv oarecare, ultima cerință nu poate fi îndeplinită, atunci este mai bine să nu conectați bornele „împământată” ale condensatoarelor C13, C14 la firul comun de pe placă, ci, scurtcircuitându-le împreună, să le conectați la „ zero” a sursei de alimentare cu un fir separat. Firele de la sisteme de difuzoare, așa cum se arată în Fig. 7.

Majoritatea iubitorilor de audio sunt destul de categoric și nu sunt pregătiți să facă compromisuri atunci când aleg echipament, crezând pe bună dreptate că sunetul perceput trebuie să fie clar, puternic și impresionant. Cum să realizezi acest lucru?

Căutați datele pentru solicitarea dvs.:

Preamplificator cu bloc de tonuri Matyushkin

Scheme, cărți de referință, fișe de date:

Liste de preturi, preturi:

Discuții, articole, manuale:

Așteptați finalizarea căutării în toate bazele de date.
La finalizare, va apărea un link pentru a accesa materialele găsite.

Poate că rolul principal în rezolvarea acestei probleme va fi jucat de alegerea amplificatorului.
Funcţie
Amplificatorul este responsabil pentru calitatea și puterea reproducerii sunetului. În același timp, atunci când cumpărați, ar trebui să acordați atenție următoarelor simboluri, care indică implementarea tehnologie avansataîn producția de echipamente audio:

• Hi-fi. Oferă puritate și acuratețe maximă a sunetului, eliberându-l de zgomote străine și distorsiuni.
• Hi-end. Alegerea unui perfecționist care este dispus să plătească mult pentru plăcerea de a discerne cele mai mici nuanțe ale compozițiilor sale muzicale preferate. Echipamentele asamblate manual sunt adesea incluse în această categorie.

Specificații la care ar trebui să acordați atenție:

• Putere de intrare și ieșire. Puterea nominală de ieșire este de o importanță decisivă, deoarece valorile marginilor sunt adesea nesigure.
• Gama de frecvente. Variază de la 20 la 20000 Hz.
• Factorul de distorsiune neliniar. Totul este simplu aici - cu cât mai puțin, cu atât mai bine. Valoarea ideală, conform experților, este de 0,1%.
• Raportul semnal-zgomot. Tehnologia modernă presupune o valoare a acestui indicator de peste 100 dB, ceea ce reduce la minimum zgomotul extern la ascultare.
• Factorul de dumping. Reflectă impedanța de ieșire a amplificatorului în raport cu impedanța nominală a sarcinii. Cu alte cuvinte, un factor de amortizare suficient (mai mult de 100) reduce apariția vibrațiilor inutile ale echipamentelor etc.

Ceva de reținut: realizarea amplificatoare de calitate- un proces intensiv de muncă și, respectiv, de înaltă tehnologie preț scăzut cu caracteristici decente ar trebui să te alerteze.

Clasificare

Pentru a înțelege varietatea ofertelor de pe piață, este necesar să distingem produsul după diverse criterii. Amplificatoarele pot fi clasificate:

• Prin putere. Preliminary este un fel de legătură intermediară între sursa de sunet și amplificatorul de putere final. Amplificatorul de putere, la rândul său, este responsabil pentru puterea și volumul semnalului de ieșire. Împreună formează un amplificator complet.

Important: conversia primară și procesarea semnalului au loc în preamplificatoare.

• Pe baza elementului, există tuburi, tranzistori și minți integrate. Acesta din urmă a apărut cu scopul de a combina avantajele și de a minimiza dezavantajele primelor două, de exemplu, calitatea sunetului amplificatoarelor cu tub și compactitatea amplificatoarelor cu tranzistori.
• În funcție de modul lor de funcționare, amplificatoarele sunt împărțite în clase. Clasele principale sunt A, B, AB. Daca amplificatoarele de clasa A folosesc multa putere, dar produc sunet de inalta calitate, amplificatoarele de clasa B sunt exact invers, clasa AB pare a fi alegerea optima, reprezentand un compromis intre calitatea semnalului si eficienta destul de mare. Există, de asemenea, clasele C, D, H și G, care au apărut odată cu utilizarea tehnologii digitale. Există, de asemenea, moduri de funcționare cu un singur ciclu și push-pull ale etajului de ieșire.
• În funcție de numărul de canale, amplificatoarele pot fi cu un singur, dublu și multicanal. Acestea din urmă sunt utilizate în mod activ în home theater pentru a crea sunet volumetric și realist. Cel mai adesea există cele cu două canale pentru sistemele audio din dreapta și, respectiv, din stânga.

Atenție: studierea componentelor tehnice ale achiziției este, desigur, necesară, dar adesea factorul decisiv este pur și simplu ascultarea echipamentului după principiul dacă sună sau nu.

Aplicație

Alegerea amplificatorului este în mare măsură justificată de scopurile pentru care este achiziționat. Enumerăm principalele domenii de utilizare ale amplificatoarelor audio:

1. Ca parte a unui sistem audio de acasă. Evident, cea mai bună alegere este un tub cu două canale monociclu în clasa A, iar alegerea optimă poate fi o clasă AB cu trei canale, unde un canal este desemnat pentru un subwoofer, cu funcție Hi-fi.
2. Pentru sistemul audio auto. Cele mai populare sunt amplificatoarele de clasa AB sau D cu patru canale, în funcție de capacitățile financiare ale cumpărătorului. Mașinile necesită, de asemenea, o funcție de încrucișare pentru controlul fluid al frecvenței, permițând tăierea frecvențelor în intervalul înalt sau scăzut, după cum este necesar.
3. În echipament de concert. Există cerințe în mod justificat mai mari pentru calitatea și capacitățile echipamentelor profesionale datorită ariei mari de distribuție semnale sonore, precum și o nevoie mare de intensitate și durată de utilizare. Astfel, se recomanda achizitionarea unui amplificator de cel putin clasa D, capabil sa functioneze aproape la limita puterii sale (70-80% din cea declarata), de preferat intr-o carcasa din materiale high-tech care protejeaza de negativ condiţiile meteorologice şi influenţele mecanice.
4. În echipament de studio. Toate cele de mai sus sunt valabile și pentru echipamentele de studio. Putem adăuga aproximativ cea mai mare gamă de reproducere a frecvenței - de la 10 Hz la 100 kHz în comparație cu cea de la 20 Hz la 20 kHz într-un amplificator de uz casnic. De remarcat este și capacitatea de a regla separat volumul pe diferite canale.

În felul în care pentru o lungă perioadă de timp Pentru a vă bucura de un sunet clar și de înaltă calitate, este indicat să studiați în prealabil varietatea ofertelor și să alegeți opțiunea de echipament audio care se potrivește cel mai bine nevoilor dumneavoastră.

Pentru redare de înaltă calitate programe de sunet Tipul de răspuns în frecvență de la capăt la capăt al întregii căi este poate nu mai puțin important pentru percepția auditivă decât coeficientul scăzut de distorsiune neliniară. O alegere nereușită a pozițiilor glisoarelor de control al tonului (RT) poate face sunetul atât de neplăcut încât nu veți dori să ascultați nici măcar echipamente de top cu distorsiuni minime inerente ale altor tipuri. Un dispozitiv indispensabil este un egalizator, care poate corecta deficiențele acusticii camerei, răspunsul neuniform în frecvență al difuzoarelor și al altor părți, adică, de fapt, nivelează răspunsul total în frecvență și nu ajustează timbrul. Procesarea spectrală în conformitate cu caracteristicile auditive individuale și gustul artistic al ascultătorului, precum și atunci când se trece de la o fonogramă la alta cu un echilibru tonal diferit, definit de obicei ca „adăugați bas” sau „eliminați înaltele”, ar trebui efectuată de către un RT special conceput, cel mai adesea cu două benzi.

Ar fi posibil să se folosească un alt egalizator ca RT, dar acest lucru este irositor și incomod, deoarece necesită (dacă este multibandă) mișcarea coordonată a multor motoare în benzile de frecvență adiacente. Dacă sunt puține benzi (3-5), atunci legea de reglementare corectă este aproape imposibil de realizat.

Pe baza celor de mai sus, RT ar trebui să atragă nu mai puțină atenție din partea dezvoltatorilor decât alte componente hardware. Cu toate acestea, RT-urile utilizate în prezent sunt construite pe baza unor lanțuri simple dependente de frecvență, care în majoritatea cazurilor fac posibilă obținerea doar a răspunsului în frecvență logaritmic asimptotic (LAFC) de cel mai simplu tip sau apropiat de acestea. Reglarea frecvențelor de tranziție și limitarea controlului adâncimii tonului nu schimbă poziția.

Pentru a asigura o reproducere naturală a sunetului, schemele RT existente sunt de puțin folos. Sunt „bune” doar atunci când regulatoarele sunt în poziții neutre, când influența lor asupra răspunsului în frecvență dispare. Acest lucru este evidențiat de varietatea largă de opțiuni RT utilizate (evident din cauza nemulțumirii cu performanța modelelor cunoscute).

În plus, se presupune că răspunsul total în frecvență al sistemului de întărire a sunetului, inclusiv sistemele acustice dintr-o anumită cameră, este ajustat de egalizator astfel încât să nu aibă practic nicio denivelare. Necesitatea de a utiliza RT în acest caz este cauzată de gustul individual menționat mai sus al ascultătorului și de caracteristicile fonogramei. Să luăm în considerare ce cerințe trebuie să îndeplinească RT pentru a asigura un sunet maxim natural.

Se pornește de la caracteristicile fiziologice ale auzului uman, ținând cont de faptul că volumul sunetului depinde nu numai de nivelul presiunii sonore (SPL), ci și de timbrul semnalelor.

Ca bază, vom lua binecunoscutele curbe de volum egal conform standardului DIN-45650, 1966, prezentate în Fig. 1, a. Pe baza acestora, este posibil să se construiască răspunsul în frecvență al organului auditiv - dependența nivelului de zgomot perceput subiectiv (VL) de frecvența semnalului pentru un anumit nivel de presiune acustică L. De exemplu, la L = 75 dB, desenând o linie dreaptă paralelă cu axa absciselor, obținem intersecțiile acesteia cu diverse izofone. În aceste puncte UG este același ca la o frecvență de 1 kHz a aceluiași izofon. Din fiecare punct de intersecție trasăm o linie verticală la un nivel egal cu GL (în fundal) al aceluiași izofon (ultrasunetele acestui izofon la o frecvență de 1 kHz). Setul de puncte obținute oferă răspunsul în frecvență dorit pentru L=75 dB. Familia răspunsului în frecvență al organului auditiv la diferite L este prezentată în Fig. 1.6.

Semnalul de intrare către organul auditiv este vibrațiile sonore, iar rezultatul este o senzație de volum și înălțime. În acest sens, este convenabil să folosim următorul model de audiere, pur formal, dar util scopurilor noastre. Să ne imaginăm organul auzului ca o secvență a unui filtru acustic (AF), în care sunt concentrate proprietățile de frecvență ale auzului și un anumit convertor independent de frecvență a presiunii sonore (SP) într-o senzație de zgomot. Atunci familia răspunsului în frecvență al filtrului acustic coincide exact cu Fig. 1, b, doar axa ordonatelor arată nu UG în fundal, ci SPL la ieșirea AF în decibeli. Convertorul trebuie doar să convertească SPL în decibeli în SPL în fundal într-un raport de unu la unu. Răspunsul în frecvență rezultat al sistemului filtru-convertor este identic cu cel prezentat în Fig. 1, b. Într-un astfel de model, este convenabil să luăm în considerare proprietățile de frecvență ale auzului care ne interesează, deoarece ne permite să facem fără „fondul” unității de nivel de zgomot și să funcționăm numai cu decibeli.

Coeficientul de transmisie K (f, L) al filtrului acustic la frecvența f și SPL L (raportul sunetului de ieșire la intrare) la o frecvență de 1 kHz este constant și egal cu unitatea. Dependențele de frecvență ale lui K (f, L) pentru diferite L sunt prezentate în Fig. 1c. Ele sunt obținute din fig. 1,b prin deplasarea curbelor sale în direcția verticală până când ordonatele curbelor corespunzătoare unei frecvențe de 1 kHz coincid.

Curbele din Fig. 1,c reprezintă răspunsul în frecvență naturală al auzului. Aspectul lor corespunde faptului binecunoscut că odată cu scăderea intensității sunetului, sensibilitatea la vibrațiile de joasă frecvență scade. Când intensitatea se schimbă, organul auditiv „comută automat” de la un răspuns de frecvență la altul, dar nu observăm acest lucru atâta timp cât sunetele percepute se referă la semnale naturale, familiare. De exemplu, sunetul unui pian cu coadă este identificat corect, indiferent dacă ascultătorul este aproape de acesta sau la capătul îndepărtat al unei săli spațioase, unde PV creat este mult mai mic. În acest sens, niciun răspuns în frecvență (Fig. 1, c) nu este mai „corect” decât altele. În același timp, orice distorsiune a răspunsului natural în frecvență este imediat simțită (acest lucru este ușor de observat prin introducerea unui ghem de vată în urechi).

Conform curbelor din Fig. 1, urechea percepe sunete în interior, în zone deschise, în orice mediu, iar sunetul pare natural dacă mediul este natural. Controlul tonului al unui dispozitiv de amplificare a sunetului este greu de considerat ca un element al mediului natural, deoarece semnalele naturale, al căror spectru este transformat prin RT, nu vor mai fi percepute la fel ca în absența RT. Cu alte cuvinte, răspunsul în frecvență al sistemului de organe auditive RT, în general, diferă semnificativ de răspunsul în frecvență naturală (Fig. 1, c), prin urmare sunetul în majoritatea cazurilor este departe de a fi natural.

Este posibil să găsim o lege pentru controlul timbrului care să nu distorsioneze aspectul dependențelor din Fig. 1, c? Pentru a face acest lucru, RT necesită o astfel de corecție care ar transforma curba | pentru L = 60 dB, de exemplu, într-o curbă L = 80 dB, curba L = 80 dB într-o curbă L = 100 dB etc.

Cu alte cuvinte, sub influența RT, sistemul RT-AF ar trebui să treacă de la un răspuns de frecvență la altul, la fel cum o face un AF în condiții naturale când SPL-ul se modifică. Schimbând în acest fel nivelul LF și HF relativ la 1 kHz, ar fi posibil să se facă urechii să creadă că i se oferă un sunet natural, deoarece amplitudinile componentelor spectrale ale semnalului ar fi în raportul obișnuit. , deși la un volum diferit.

Pentru controlul timbrului, nu contează atât răspunsul în frecvență al auzului în sine, cât diferențele dintre ele (cât de mult se modifică răspunsul în frecvență la trecerea de la un ecograf la altul). Prin urmare, pentru a răspunde la întrebarea pusă mai sus, să luăm în considerare dependențele de frecvență prezentate în Fig. 2 ale diferenței (în decibeli) dintre valorile lui K (f, L) pentru nivelurile L luate ca nivel de sunet ultrasonic de referință, egale în secvență, de exemplu, 40, 60 și 100 dB și valorile K (f, L) pentru alte ultrasunete. Aceste dependențe rezultă direct din Fig. 1,c. Toate curbele ar trebui să treacă prin punct (1 kHz - 0 dB), dar unele dintre ele sunt ușor decalate vertical față de poziția lor reală pentru o mai mare claritate. Este clar că au un caracter similar pe o gamă largă de intensități ale sunetului, ceea ce simplifică legea de corecție dorită. De fapt, Fig. 2 arată care ar trebui să fie modificările răspunsului în frecvență al sistemului RT-AF la reglarea timbrului, păstrând naturalețea sunetului.

Să luăm în considerare, ca exemplu, care sunt modificările răspunsului în frecvență al sistemului RT-AF atunci când interacționează cu organul auditiv al unui RT tradițional de joasă frecvență, al cărui LFC asimptotic este orizontal de la frecvența zero la frecvența de tranziție fa (Fig. 3a), după care scade cu o pantă de -20 dB/ Dec. spre frecvenţe înalte la frecvenţa de egalizare fв. Deoarece RT este pornit înainte de AF, iar răspunsul în frecvență al acestuia din urmă depinde de 3D-ul sunetului primit, răspunsul în frecvență rezultat al sistemului RT-AF nu este determinat pur și simplu de produsul coeficienților de transmisie ai RT și AF (ca în sisteme liniare), care poate fi găsită prin adăugarea ordonatelor corespunzătoare ale graficelor din Fig. 2 și 3, a (cu o scară logaritmică, înmulțirea se înlocuiește cu adunarea). Este permis să faceți acest lucru doar pentru a prezenta o vedere aproximativă a răspunsului în frecvență rezultat și cu o mică adâncime de reglare.

Atunci când faceți un calcul precis, este necesar să luați în considerare nu numai forma răspunsului în frecvență, ci și SPL-ul corespunzător. Pentru a face acest lucru, fiecare curbă din Fig. 2 trebuie să fie deplasată vertical cu o cantitate egală cu diferența de ultrasunete dintre aceasta și răspunsul în frecvență de referință, care servește drept punct de referință. Același rezultat, prezentat în Fig. 3.6 cu linii întrerupte, rezultă și din Fig. 1, b, dacă trasăm dependențele de f ale diferenței dintre răspunsul în frecvență de referință și răspunsul în frecvență pentru alte dispozitive cu ultrasunete.

Să obținem dependențele de frecvență (curbe întrerupte în Fig. 3b) ale nivelului relativ al semnalului de ieșire AF pentru diferite L (fără RT). Evident, valoarea la ieșirea AF este egală cu K(ShP1_, unde P1. este valoarea semnalului la intrarea AF, al cărui SPL este egal cu L. SPL L = 60 dB, creat la intrarea AF în absenţa RT, este luat ca nivel de referinţă pentru Fig. 3 corespunde unui AP egal cu P60).

În aceste coordonate este ușor de construit răspunsul în frecvență relativă rezultat al sistemului RT-AF. Procedura constă în găsirea curbelor de răspuns în frecvență corespunzătoare nivelurilor de creștere a semnalului de către controlul tonului deasupra SPL inițial pentru diferite frecvențe, apoi găsirea valorilor acceptate de aceste curbe pentru aceleași frecvențe (linii drepte subțiri auxiliare). în Fig. 3, b). Este clar de observat cât de puternic diferă răspunsul general în frecvență cu un astfel de RT (linii groase și întrerupte în Fig. 3b) de cele naturale. Nu este dificil să construiți răspunsuri de frecvență similare pentru alte tipuri de RT și asigurați-vă că acestea distorsionează foarte mult răspunsul natural de frecvență al auzului.

Din motivul menționat mai sus, Fig. 2 nu oferă încă direct răspunsul în frecvență dorit al controlului de ton fiziologic. Pentru a obține aceasta din urmă, curbele sale trebuie aduse la forma din Fig. 3, b, așa cum sa făcut mai devreme, și apoi trebuie efectuată o construcție inversă Fig. 3, b, adică. Din răspunsul în frecvență rezultat al sistemului RT-AF (de exemplu, o curbă solidă groasă din Fig. 3, c, care se potrivește cu forma curbei L = 100 dB din Fig. 2, b), obțineți răspunsul în frecvență al RT. Procedura este următoarea:

• găsiți punctul de intersecție al răspunsului general în frecvență cu orice răspuns în frecvență al AF (linii întrerupte). Ordonata acestui punct este egală cu creșterea SPL la ieșirea sistemului RT-AF la o frecvență dată f;

• găsiți intersecția liniei verticale coborâte din acest punct cu linia orizontală care trece la nivelul 3D corespunzător aceluiași răspuns în frecvență. Ca rezultat, obținem un punct care dă o creștere a SPL prin controlul tonului la intrarea AF, determinând o creștere dată a SPL la ieșirea sistemului RT-AF. Setul de puncte obținute oferă răspunsul în frecvență dorit al RT (linia punctată în fig. 3, c). În aparență, este similar cu răspunsul în frecvență AF, dar cu o curbură mai mică la frecvențe joase.

Se poate demonstra că un RT cu un răspuns în frecvență de forma Fig. 3,c (linie punctată liniuță) transformă răspunsul în frecvență al AF pentru orice valoare a SPL într-un răspuns în frecvență apropiat de răspunsul în frecvență al AF al unele mai mari (față de valoarea luată) a SPL-ului. Prin urmare, răspunsul general în frecvență al unui astfel de RT împreună cu organul auditiv este aproape natural.

Astfel, familia răspunsului în frecvență al RT fiziologic va semăna cu Fig. 2, doar liniile ar trebui să aibă o curbură mai mică. Circuitul pasiv RT este prezentat în Fig. 4,a, familia răspunsului său în frecvență în intervalele LF și HF pentru pozițiile comutatorului SA1 „0” - „3” este prezentată în Fig. 4,6.

Diferențele caracteristice ale metodei propuse de control al timbrului față de cele existente, după cum se poate observa din Fig. 3, c, 4, 6, sunt:

• formarea unui răspuns în frecvență la frecvențe joase, îndoit spre axa absciselor (panta crește ușor odată cu descreșterea frecvenței), în timp ce RT-urile cunoscute au un răspuns în frecvență exact opus la frecvențe joase, convex spre axa absciselor (panta scade odată cu descreșterea). frecvență);

• modificarea răspunsului în frecvență simultan și consecvent la toate frecvențele intervalelor de frecvență joasă (și separat) înaltă la orice adâncime de reglare. În RT-urile tradiționale, modificarea formei răspunsului în frecvență acoperă o parte a gamei;

• schimbarea pantei răspunsului în frecvență în funcție de adâncimea de reglare. În majoritatea RT-urilor, panta răspunsului în frecvență este fixă,

• se modifică doar frecvențele de tranziție;

• Panta răspunsului în frecvență în intervalul 250 Hz-1 kHz cu cele mai profunde ajustări nu atinge 20 dB/dec. (această valoare sau mai mare este posibilă numai la frecvențe mai mici). În RT tradiționale, panta răspunsului în frecvență are exact aceeași valoare (20 dB/dec.), adică. prea mare în ceea ce privește sunetul natural;

• o schimbare rapidă, dar nu foarte mare a răspunsului în frecvență la frecvențe de peste 1 kHz și ajungând la saturație deja la f = 2...4 kHz.

Datorită diferențelor de mai sus, PT-urile cunoscute fie creează UH insuficient la marginea de frecvență joasă a intervalului audio, fie crește excesiv la frecvențe de 250 Hz-1 kHz, ceea ce duce la un sunet excesiv de „convex” la aceste frecvențe. La HF, se formează o creștere sau o scădere la frecvențe mult mai mari de 2-4 kHz, iar acest lucru „taie” urechea și afectează semnificativ naturalețea sunetului.

Regulatorul oferă doar o creștere a răspunsului în frecvență, deoarece în majoritatea cazurilor acest lucru este destul de suficient. Dacă se dorește, poate fi completat cu legături care asigură o scădere a răspunsului în frecvență. Caracteristicile acestor legături ar trebui să fie simetrice cu curbele din Fig. 4,b în raport cu răspunsul liniar în frecvență și să fie situate sub acesta în conformitate cu Fig. 2.

Pentru implementare în domeniul de frecvență joasă, panta este mai mică de 20 dB/dec. iar creșterea acestuia cu frecvența descrescătoare, se folosește o conexiune ladder a circuitelor RC. Timbrul LF este reglat discret cu comutatorul SA1, iar HF - fără probleme cu potențiometrul R15. Folosind rezistența de reglare R14, setați valoarea maximă dorită a creșterii HF. Controlul basului are patru poziții, dintre care una este neutră. Numărul de trepte de control poate fi mărit prin adăugarea de legături de scară suplimentare la răspunsul în frecvență intermediară pentru un control mai fin. Dar deja această versiune simplificată va ajuta la evaluarea avantajelor metodei de control propuse în comparație cu RT cunoscută și chiar cu mijloacele simple de a obține o îmbunătățire semnificativă a calității reproducerii sunetului, dacă aceste mijloace se bazează pe legile și proprietățile naturale ale omului. auz.

Ca orice RT pasiv, circuitul introduce o atenuare semnificativă, atenuând semnalul de 1 kHz de aproximativ 15 ori. Pentru a compensa acest lucru, este necesar să folosiți o etapă de amplificare adecvată împreună cu aceasta. Etapa anterioară ar trebui să aibă cea mai mică rezistență de ieșire posibilă (nu mai mult de 600 ohmi), iar rezistența de intrare a etapei următoare ar trebui să fie de cel puțin 50-100 kOhmi. Valorile non-standard ale rezistenței în circuit sunt obținute prin conectarea mai multor rezistențe. Este recomandabil să selectați valoarea nominală a elementelor legăturilor de joasă frecvență cu o precizie de cel puțin 2-3%.

Ar trebui să aveți grijă să nu încercați să formați un răspuns în frecvență ca în Fig. 4,b folosind un egalizator. După cum arată experiența,

impresia subiectivă depinde puternic de cursul răspunsului în frecvență al RT în regiunea de maximă sensibilitate auditivă (500-2000 Hz). Un egalizator de octavă nu va oferi răspunsul corect în frecvență. Acest lucru necesită mai multe benzi de control într-un interval îngust dat. Poate că acest lucru se poate face folosind un egalizator de a treia octava (treizeci de benzi). Dar este aproape imposibil să reglați timbrul (schimbați HF în LF sau HF într-o perioadă rezonabilă de timp conform unei anumite legi) cu un egalizator, nu numai, așa cum am menționat deja, din cauza neplăcerilor extreme, ci și pur și simplu pentru că răspunsul în frecvență necesar este „cu ochi” sau „după ureche” este dificil de obținut. Este mai bine să utilizați un RT special conceput în acest scop, care stabilește răspunsul în frecvență dorit pe întreaga gamă de frecvențe de control simultan.

Reglarea tonului în acest fel face sunetul la frecvențe joase profund și bogat, în timp ce RT-urile convenționale îl fac plictisitor și subliniază grupurile de frecvență individuale. La HF, sunetul devine proaspăt și inteligibil, și nu uscat și lipsit de viață, ca în cazul RT-urilor convenționale. Ca urmare, transparența și inteligibilitatea imaginii sunetului crește în comparație cu RT-urile existente, iar percepția muzicii simfonice, pop și a vorbirii este la fel de îmbunătățită (nu este nevoie de un comutator vorbire-muzică). Aceste diferențe, desigur, apar atunci când regulatoarele RT sunt în alte poziții decât neutre.

Se creează automat un „efect de prezență”, cu care, prin naturalețe, imaginile sonore obținute folosind metode cunoscute realizarea unui astfel de efect. La urma urmei, reglarea are loc conform legii modificării timbrului semnalului atunci când se apropie un obiect auditiv.

Utilizarea acestei metode de control al tonului este justificată, în primul rând, în echipamentele staționare de înaltă calitate, operate într-o sală de ascultare specifică. În tracturi prelucrare digitală semnal, legea necesară de modificare a coeficientului de transmisie RT de la frecvență este convenabilă de implementat folosind o metodă pur software.

Literatură:

1. Blauert J. Auzul spațial.-M.: Energie, 1979.

2. Sukhov N. E., Bat S. D., Kolosov V. V., Chupakov A. G. Tehnologie de reproducere a sunetului de înaltă calitate - K.: Tekhnika, 1985.

3. Tarasov V. Control pasiv de ton//Radio.- 1989.-Nr 9.R

Fundal:
În timp ce construiam un sistem audio de acasă, am întâmpinat dificultăți. Unul dintre ei este al meu amplificator cu tub puterea atunci când este conectată la o sursă „direct” oferă un sunet plictisitor, comprimat. Fără „vârf” și „jos”, doar un mijloc inferior proeminent. Mai mult, sunetul filmului este bun, dar muzica mea (black metal) este prost.

Evident, este necesară compensarea volumului. Achiziția, în general, a rezolvat problema, dar calitatea sunetului (în general) s-a deteriorat. Preamplificatorul a mers la mezanin pentru a aduna praf.

Am decis să folosesc un bloc de tonuri în sistemul meu în loc de compensare a sonorității.
Există unele chinezești deja asamblate, de exemplu, pe două 6n1p și un kenotron:

Dar am luat acest set de pe site-ul web din Rusia - un preamplificator bloc de tonuri cu tub bazat pe o triodă dublă 6n2p-ev.

Pentru 4000 de ruble am primit (toate piesele sunt noi):

1100+1100 ruble - Două seturi de piese pentru asamblarea a două canale mono.
1000 de ruble - TAN 15-01, transformator de căldură anod de putere toroidală.
130 de ruble - Placă de alimentare.
270 de ruble - Choke D15N (50mA, 10H).
400 de ruble - transport maritim (de la Sankt Petersburg la Novosibirsk).

Conținutul pachetului:


Primul plan al componentelor sursei de alimentare:


Un sufoc și două triode duble 6n2p-ev - produse în 1972 și 1976 - ceea ce este ciudat. Credeam că vor avea un an. Și acestea sunt structural diferite chiar și pentru ochi:


(P.S.: Autorul a scris că toate lămpile sale sunt din 1976. Modelul meu din 1972 a intrat în trusa lui într-un mod necunoscut și nu mi l-a pus în mașină intenționat. Am sugerat să ascultați asta deocamdată. Nu a oferit înlocuirea gratuită a lămpii. Nu și-a cerut scuze pentru componentele radio lipsă. În general, vânzătorul nu folosește niciun cuvânt politicos („mulțumesc”, „bună ziua”, „la revedere”) în corespondență, probabil din motive de principiu).

Plăci de preamplificare, două canale mono:


Set de piese nr. 1:


Set de piese nr. 2:


„Manuscris” (copie Xerox în A4) cu semne scrise de mână pe care nu le-am putut descifra pe deplin. Evaluează doar nivelul de performanță:


Plăci aproape lipite (diferențe față de poza originala pe site - condensatoare de cuplare și soclu pentru lămpi):


Amplificatorul a fost asamblat pe o placă (îmi cer scuze pentru calitatea fotografiilor):




Calitatea sunetului:

In medie.

Dar blocul de tonuri, mi s-a părut, nu a fost conceput în mod optim pentru sisteme de difuzoare de înaltă calitate. Puțin „îngust” sau așa ceva.

Ajustare în: ±8dB.
LF: 300 Hz.
HF: 3 kHz.
banda: 20-20000Hz. (±0,3dB).
THD: 0,05%.
ieșire: 2V, maxim 20V sau mai mult.

Din această cauză, reglarea are loc într-un interval limitat, care este clar audibil.

As dori o ajustare LF: 100 HzȘi HF: 10 kHz, și poate chiar mai larg.
Vânzătorul a spus că schema se potrivește multor oameni.

Sugerat de frecvente joaseînlocuiți condensatorii C3, în loc de originalul 15 nF, puneți 10 nF, ca Manakov.

De frecvente inalte condensatorul C1 sugerat de 1 nF (conform schemei lui Manakov, C2 al lui Matyushin) ar trebui schimbat în jos.

Avantaje:

Destul de ieftin.

Asamblare usoara.

Defecte:

Aveți nevoie de două canale mono pentru opțiunea stereo, ceea ce mărește inconvenientul de reglare și de două ori numărul de „întorsături”.

Instrucțiunile ar fi putut fi mai precise.

Sunt utilizate cele mai comune rezistențe variabile, cu caracteristica „B”, astfel încât timbrele nu sunt reglate lin, ci brusc, brusc.

Componentele radio complete din kit sunt cele mai ieftine.

Kitului ii lipseau 4 rezistente. Tuburile radio nu erau împerecheate.

Nu există o diagramă de asamblare, așa că nu am putut să o asamblam corect până nu am găsit eu o eroare în marcajele aplicate pe placă.

S-a dovedit a fi blocul de ieșire din spate. Are polaritate inversă în comparație cu alte plăcuțe de pe placă:

În general, schema propusă de Matyushin este mai puțin reușită decât schema lui Manakov.

Circuitul lui Manakov este mult mai simplu, câștigul este mai mic (ceea ce este bine), deoarece cel al lui Matyushin este redundant.

În plus, circuitul lui Matyushin necesită trei condensatoare de cuplare scumpe pe canal, în loc de cel al lui Manakov.

P.S.
Am decis să fac un bloc de ton Manakov din blocul de ton al lui Matyushin. Conform schemei, eliminăm următoarele elemente:


Obținem acest tip de placă:


Cea mai mare influență asupra calității sunetului acestui preamplificator este condensatorul de cuplare și condensatorul C2 din blocul de ton. Am instalat hârtie-ulei K40U-2 (0,1 µF 350V) în loc de film Wima, pentru că nu am găsit nimic mai potrivit. Pe C2 trebuie să puneți fie ceramică de înaltă tensiune, fie mică. Am instalat SGM-1.

Calitatea sunetului a crescut foarte mult în comparație cu circuitul original, dar condensatorul K40U-2 începe să sune bine abia după ce s-a „încălzit” (cel puțin o jumătate de oră). Nu știu ce a cauzat asta, dar este un fapt.

P.P.S.
K40U-2 schimbat în polipropilenă taiwaneză:


Sunetul s-a schimbat în comparație cu K40U-2 - pe metalul meu negru, „mijlocul” a devenit mai dinamic și mai dur. Dar, în același timp, sunetul a devenit mai puțin „cântător” și „sufletitor” pe baladele rock etc.

P.P.P.S.
O lampă 6N2P-EV poate fi înlocuită cu o lampă 6N1P-EV fără a schimba circuitul - doar am scos una și am introdus alta (după cum puteți vedea, am ocolit și electroliții din anozi cu condensatori de film de 1uF 250V, nu am făcut-o). auzi o diferență, dar lasă-le să fie):


Singura diferență pe care am auzit-o este că 6N1P-EV joacă puțin mai silențios. Ei bine, în interior au design diferit:


P.P.P.P.S.
Ca rezultat al experimentelor mele barbare, aleatorii, una dintre cele două lămpi 6N2P-EV a căzut victimă. Interesant este că lampa mai nouă, din 1976, s-a ars.

Rămâneţi aproape.