Pe GK 71 cu grile împământate. Piese și posibile înlocuiri

În acest design, un radioamator poate folosi un transmițător pe care îl are deja. Stația radio pentru aeronave RSB-5 este folosită ca amplificator de putere pentru transceiver bazat pe receptorul R-250. Preamplificatorul este realizat pe o lampă 6P15P, iar treapta de ieșire este lăsată pe o lampă GK71. Blocul RSB-5 poate găzdui cu ușurință două lămpi GK71, realizând o putere de 1 kW. Nu este deloc necesar să folosiți lămpi metalo-ceramice moderne foarte scumpe, care au o mare tendință de autoexcitare, într-un amplificator de putere. Sarcina de amplificare liniară a semnalului de ieșire poate fi gestionată cu ușurință printr-o cascadă bazată pe lampa GK71, care nu necesită flux de aer forțat și funcționează perfect în toate benzile HF de amatori.

Frecvența limită a GK71, egală cu 20 MHz, specificată în cărțile de referință, este o consecință a dorinței fabricilor de producție de a se proteja de un număr mare de clienți - un fenomen absurd al trecutului. Timp de mulți ani, autorii au operat acest amplificator, monitorând constant banda, iar semnalul era unul dintre cele mai bune din aer. Pe lângă proprietățile enumerate ale acestei lămpi în ceea ce privește fiabilitatea și eficiența, mai are un avantaj: costul său este de multe ori mai mic decât cel al celor moderne. GK71 nu numai că nu este depășit, dar viitorul ține de el, este doar o chestiune de design specifice, publicarea și popularizarea lor. Lampa a fost testată de mult timp și în utilizare intensivă. Aceste lămpi nu au cedat niciodată. Nu se teme de creșterea tensiunii anodului, principalul lucru este să observe regim de temperatură, care se realizează vizual: anodul alb, pe o perioadă lungă de funcționare continuă, topește totuși cilindrul și este presat spre interior de presiunea atmosferică. O lampă cu un ACX GK71 aproximat liniar diferă favorabil de lămpile cu o caracteristică pătratică prin faptul că poate fi utilizată pentru a implementa modul clasa B, care oferă o eficiență semnificativ mai mare decât în modul AB. Pentru a preveni autoexcitarea amplificatorului VHF, rezistențele de rezistență scăzută R2 și R5 sunt incluse în grilele de control VL1 și VL2. Un element de protecție împotriva autoexcitației pe VHF este inclus în circuitul anodic al lămpii VL2 și această posibilitate există, în ciuda miticului GK71 de joasă frecvență, rezistența R7 este oprită la frecvențele de funcționare ale amplificatorului printr-o inductanță mică. Dr4. Sarcina este un circuit P, care asigură potrivirea amplificatorului cu antene cu impedanțe de intrare diferite. Mai multe amplificatoare de putere au fost fabricate conform schemei descrise mai jos. Un amplificator funcționează până în prezent cu un tub, iar celălalt cu două tuburi GK71 conectate în paralel. Diagramă schematică Amplificatorul, în același timp, nu suferă nicio modificare, cu excepția adăugării unui alt soclu și, bineînțeles, a unei lămpi. Amplificatorul este proiectat să funcționeze în intervalele de 10, 12, 15, 17,20,30,40,80 m și (160 m) și o putere de ieșire de vârf de 500 W fără distorsiuni vizibile a semnalului amplificat. Semnalul de intrare ajunge la mufa coaxială XW1 „Intrare 1”. Bypass-ul se realizează pe releele K1.1 și K2.1. Jack XW3 este folosit pentru a conecta antena transceiver. Conectorul de intrare 2 XW4 este utilizat atunci când lucrați cu un transceiver cu o putere de ieșire de câțiva wați. Bobinele de comunicație L1"-L7" sunt înfășurate pe cadrele bobinei corespunzătoare L1-L7 la capătul rece. Din același conector puteți transfera puterea dezvoltată de lampa VL1 către transmisia QRP. Pentru a trece la modul de transmisie, la priza XS1 este furnizat un semnal de control cu un nivel de +12 V. Releul de scurtcircuit este activat, iar semnalul este amplificat de o cascadă pe lampa VL1, încărcată pe circuitele L1- L7, pornit de comutatorul de interval SA1. Apoi, semnalul ajunge la grila de control a lămpii VL2, conectată conform unui circuit cu catod împământat. În modul de recepție, lămpile VL1, VL2 sunt blocate cu tensiune negativă de la sursa de alimentare (contactele c7 și, respectiv, a7). În modul de transmisie, rețelei de control VL2 este furnizată o tensiune stabilizată de -90 V. Filamentul lămpii este alimentat de o tensiune de 22 V, ceea ce asigură că amplificatorul funcționează în modul liniar, menținând în același timp o durată lungă de viață a lămpii. Circuitul anodic al lămpii include circuitul P obișnuit L8, C14 și L9, CI 5. La ieșirea circuitului P, un indicator al nivelului semnalului de ieșire este conectat printr-un divizor de tensiune R9R10C17 (elementele VD1, R11, P A 1, C 18). Sensibilitatea necesară a indicatorului este setată în funcție de impedanța reală de intrare a antenei prin selectarea rezistenței R11. Condensatorul C18 asigură amortizarea citirilor dispozitivului de măsurare PA1 atunci când funcționează SSB. Funcționarea amplificatorului este controlată de la transceiver prin conectorul XS1. În poziția „Pornit”, releele K1 și K2 sunt pornite. Modul bypass este dezactivat. Înfășurările acestor relee sunt alimentate la 24 V. Sursa de alimentare a amplificatorului este formată din trei transformatoare (T1-TZ) și redresoare. Unul dintre ele (VD12) alimentează înfășurările releului, celălalt (VD13-VD17) alimentează circuitul anodic al lămpii. Circuitul de filament al lămpii VL2 este alimentat de o înfășurare specială. Schema de alimentare nu este afișată, dar o puteți găsi pe acest site.

Piese și design ale UM

Tensiunea de funcționare a tuturor releelor este de 24...27 V. Contactele releului K1, K2 și SC trebuie proiectate pentru o putere de comutare de 10 și, respectiv, 500 W. Inductorul DrZ este infasurat pe o tija de portelan cu diametrul de 21 mm (lungimea infasurarii 110 mm) cu fir PELSHO de 0,23 mm. La capătul fierbinte, unele dintre spirele inductorului sunt înfăşurate progresiv. Dr4 conține patru spire de sârmă PEV-2 de 1,0 mm, distribuite uniform pe lungimea corpului rezistenței R7 (MLT-2). Bobinele L1 -L5 sunt înfășurate pe cadre cu diametrul de 20 mm cu sârmă PEV-2 și L 6, L 7 pe rame de 16 mm. Bobinele de înfășurare L1-L5 rotire în rotire. Numărul de spire ale acestor bobine este următorul: L1 - 60 spire, diametrul firului 0,2 mm; L2 - 45 spire, diametru sârmă 0,4 mm; L3 - 27 spire, diametru sârmă 0,6 mm; L4 - 13 spire, diametru sârmă 0,8 mm; L5 -10 spire, diametru sârmă 0,8 mm; L6 - 6 ture, 17 - 4,5 ture. Bobinele circuitelor L6, 17 sunt înfăşurate cu fir PEV-2 cu diametrul de 1,0 mm, înfăşurarea este progresivă. L1" - 12 spire, L2" - 10 spire, L3" - 4 spire, L4" - 4 ture, L5" - 4 spire, L6" - 3 spire, L7" - 2 spire. Conectori: XP1 - tip RP14-30L0 sau RPZ-30; XW1, XW3, XW4 - conectori RF SR-50-73f, XVV2 - SR-50-166fm; XS1, XS2 - SG-5; XI - terminal cu clemă.La selectarea condensatorilor variabili C14 pentru amplificator, C16 trebuie avut în vedere că distanța dintre plăci C14 trebuie să fie de cel puțin 2 mm, iar C16 (dacă antena are o impedanță de intrare de 50...75 Ohmi) - cel puțin 0,5 mm. Dacă o antenă cu o intrare mai mare este utilizată impedanța (de exemplu, de tip „ray” sau „american”), distanța dintre plăcile C15 trebuie să fie de cel puțin 1 mm. Condensatorul C14 se rotește la 360°. Când trece la 180°, contactul Kdop conectează un condensator suplimentar C15. Rezistoare fixe tipuri MT-2, MLT, Cl-4, C2-23, rezistență de reglare R11 tip SPO.Condensatoare tipuri KD, KM, KT, K10-7V.Condensator de reglare C5 de la RSB-5 sau tip KPV, KPVM.SA1 - biscuiti ceramici comuta doua sectiuni.Releu K1,K2 - RES9,releu de scurtcircuit HF tip "Guka" sau RPV 2/7 dar tensiune de functionare 24-27 V. Aparat de măsură RA1 cu un curent total de abatere de 1 mA tip M4202, M4231. Bobina circuitului P de ieșire L8 este fără cadru, înfășurată pe un dorn cu diametrul de 40 mm și conține 7 spire de sârmă de cupru placată cu argint cu un diametru de 3 mm, lungimea înfășurării de 30 mm. Factorul de înaltă calitate al acestei bobine oferă putere maximă atunci când funcționează în banda de 28 MHz. Bobina L9 este o placă turnantă nativă de la RSB-5. Unitatea de stație radio RSB-5 este utilizată ca PA pe GK71 cu dimensiunile carcasei de 205x260x250 mm. La o înălțime de 50 mm, un șasiu cu găuri pentru lămpile GK-71 și 6P15P este fixat în el. Compartimentul superior conține părți ale circuitului P de ieșire L8, C16, L9 (placa turnantă cu scară), contor cu cadran PA1, conectori XW1, XW2, SA2. Compartimentul inferior conține piese C14, C5, bobine L1-L8, comutator SA1, rezistență variabilă R4 „Putere”. Conectorii XW1, XS1, XS2, XP1 sunt instalați pe peretele din spate al compartimentului inferior. Capacul superior în formă de U care acoperă unitatea PA are găuri alungite pe laterale și un capac superior ridicat cu 10 mm. Există găuri în capacul inferior al carcasei pentru a îmbunătăți răcirea amplificatorului.

Configurarea minții

Configurarea amplificatorului începe cu verificarea funcționalității sursei de alimentare. Tensiunea la ieșirea redresorului se măsoară +500 V, +450 Vst, tensiunea anodului + 1500 V, tensiunea filamentului lămpii. În continuare, curentul de repaus al lămpii este măsurat prin conectarea mai întâi a unei sarcini echivalente (tip 39-4 pentru 1 kW) sau a unei lămpi cu incandescență cu o putere de 500 W la o tensiune de 220 sau 127 V la ieșirea amplificatorului. Apoi, un semnal este furnizat la intrarea amplificatorului. Prin modificarea numărului de spire ale bobinelor L1-L7 și ajustând C5, se obține rezonanța. În intervalele de 18 și 21 MHz, 24 și 28 MHz funcționează aceleași circuite 16 și, respectiv, L7. În cele din urmă, conectați antena cu care va funcționa amplificatorul, manipulând condensatoarele C14, C16 și placa turnantă L9, realizând citiri maxime ale indicatorului de ieșire PA1 în fiecare domeniu. Când treceți de la un interval la altul, timpul de configurare al unui circuit P clasic cu doi condensatori variabili și o plată turnantă (variometru) este, desigur, lung. Pentru tranziție rapidă De la interval la interval în timpul funcționării, este logic să alcătuiți un tabel cu pozițiile corespunzătoare ale rotoarelor acestor condensatoare și citirile scalei „placă turnantă”. Acesta este un circuit cu alimentare paralelă la circuitul anod. Este alimentat de o tensiune înaltă de 1500 V. A fost testată o variantă cu alimentare în serie. Nu era prea mare diferență în muncă. Schema cu catod comun(OK) are o impedanță de intrare mare pe prima grilă. Sursa semnalului de intrare trebuie să furnizeze doar un curent reactiv mic prin capacitatea de intrare a lămpii și nu există nicio componentă activă a curentului rețelei și, în plus, aspectul său este dăunător, astfel încât o putere mică de intrare este suficientă pentru a opera PA cu un OC. Într-un circuit real, câștigul de putere al unui circuit cu OC poate ajunge la câteva zeci de dB. În practică, un câștig prea mare poate duce la autoexcitare prin capacitatea de trecere a anodului rețelei. Trebuie remarcat faptul că PA bazate pe circuitul OK sunt sensibile la supraîncărcarea semnalului de intrare. În plus, datorită distorsiunii de intermodulare, banda de frecvență emisă a semnalului SSB este extinsă semnificativ. În această versiune, lampa 6P15P PA este utilizată în modul forțat. Și nu trebuie să vă faceți griji cu privire la pompare. În modul de recepție de la transceiver, se aplică o tensiune de blocare de pe placa de sistem de control (modulul 3), iar lămpile VL1 și VL2 sunt închise. Este necesar să alegeți un offset astfel încât să acopere în mod fiabil lampa în modul de primire. O lampă prost etanșată poate face zgomot și poate interfera cu recepția. Ar trebui să luați foarte în serios stabilizarea tensiunii de pe grila ecranului lămpii. Pentru a face acest lucru, puteți utiliza o înfășurare separată pe transformatorul anod sau un transformator mic separat și diode zener semiconductoare puternice de tip D817. Anodul tubului folosește o tensiune nereglată, dar cu cât condensatorii de filtru sunt mai mari, cu atât mai puțină distorsiune în timpul funcționării SSB și zgomot AC în timpul funcționării CW. Nu este nevoie să vă zgâriți cu hardware-ul pentru transformator: acesta trebuie să fie proiectat pentru o putere nu mai mică decât cea pe care o va furniza PA, sau mai bine, pentru puterea furnizată PA. Conectorul XS1 este utilizat pentru a controla recepția/transmisia de la transceiver. Conectorul XS2 este folosit pentru a controla recepția/transmisia unui PA mai puternic. Acordați o atenție deosebită verificării corectitudinii și calității instalării. PA fabricat, de obicei, nu necesită o configurare complexă și începe să funcționeze imediat. Modificările propuse sunt potrivite și pentru radiourile R-250/M/M2, desigur, ținând cont de caracteristicile circuitelor acestora.

Atenţie!Când lucrați cu amplificatoare cu tub, trebuie luate toate măsurile de precauție, deoarece acestea conțin tensiuni înalte care pun viața în pericol.

Radioamator nr 8 2007 p. 51

Amplificatorul de putere (PA) este realizat pe „vechea” lampă de încredere GK71, cu un anod din grafit care nu necesită flux de aer. Schema schematică este prezentată în Fig. 1.

Schema este clasică cu o grilă comună (OS). Tensiunea anodului - 3 kV, tensiunea rețelei ecranului - +50 V, tensiunea filamentului - 22 V, în „modul de repaus” - 11 V. Curent de repaus - 100 mA. Puterea de antrenare Pvx - 50-80 W.

Puterea furnizată la sarcina echivalentă de 50 Ohmi Pout = 500-700 W.

Caracteristicile acestei scheme mentale sunt:

introducerea circuitului de protecţie la supracurent şi scurt circuit(KZ) și menținerea „modului Sleep” în UM;
utilizarea unui circuit rezonant catod pentru o mai bună potrivire cu transceiver-uri importate;
un circuit original P-circuit care vă permite să obțineți aceeași putere de ieșire pe toate gamele.

Orez. 1. Schema schematică a unui amplificator de putere bazat pe GK71 cu o rețea comună.

PA este alimentat de la un transformator puternic realizat pe un torus. O tensiune anodica mare de 2,5-3,0 kV se obtine prin dublarea tensiunii preluate de la infasurarea de crestere a transformatorului.

Când PA este pornit, tensiunea de rețea de 220 V, care trece prin filtrul de linie Lf, C42, C43, întrerupătorul SA4, este alimentată la înfășurarea primară a transformatorului printr-o lampă cu halogen HL1. Acest lucru asigură comutarea „soft” și prelungește durata de viață a lămpii VL1 GK71 și a altor elemente PA.

După încărcarea condensatoarelor, parte tensiune înaltă, scos din divizorul R13-R18 și potențiometrul R12, este alimentat la un circuit de automatizare realizat pe un tranzistor TZ. Dacă nu există un scurtcircuit în circuitul UM, tensiunea este normală, atunci TZ se deschide, releul Kb este activat, închizând lampa cu halogen HL1 cu contactele sale K6.1.

O caracteristică a acestei scheme de automatizare este „histereza mică” a activării/eliberării KB. Acest lucru asigură protecția fiabilă a PA de supracurent al anodului sau scurtcircuit în circuitele secundare, defecțiune și scurtcircuit în înfășurările transformatorului, timp în care TZ este închis, CB este dezactivat și înfășurarea rețelei a transformatorului este conectat la rețea prin lampa HL1, protejând defecțiunea elementelor PA.

În modul standby, lampa GK71 este alimentată cu o tensiune parțială a filamentului de 11V. Acest lucru asigură încălzirea scăzută a lămpii, PA în ansamblu și „modul de repaus” al PA. Când treceți la „TX”, GK71 este furnizat o tensiune de filament complet de 22 V, iar după 0,2-0,25 s PA este gata să funcționeze la putere maximă, ceea ce este un avantaj incontestabil al lămpilor cu încălzire directă GK71, GU13, GU81.

Pentru a armoniza complet PA cu transceiver-urile importate, se folosește un „circuit catodic”, reglat la rezonanță pe fiecare bandă prin conectarea condensatoarelor la L1 folosind releele K9-K13 pe intervalele 10-24 MHz.

Inițial, circuitul L1 este reglat la intervalul de 28 MHz cu condensatorul C21. Pe intervalele de frecvență joasă de 3,5 și 7 MHz, pentru o potrivire mai completă (datorită lățimii de bandă înguste a circuitului catodic L1C), semnalul este alimentat prin contactele releului K7 la șocul cu trei înfășurări catodului - Dr1. În acest caz, pentru a elimina influența, L1 este scurtcircuitat de-a lungul părții HF cu condensatorul C14 prin contactele K8.1.

SWR la intrarea PA nu depășește 1,5 pe toate benzile și se potrivește bine cu orice transceiver importat, chiar și fără tuner.

Circuitul P de ieșire al PA este comutat de un comutator cu 3 plăci SA1. SA1.3 - comută robinetele bobinei și conectează un condensator suplimentar C23 la KPI C22 pentru comunicarea cu antena pe gama de 3,5 MHz.

Comutatorul SA1.2 scurtcircuitează bobina de 3,5 MHz. Comutatorul SA1.1 comută releele de gamă. Dacă plănuiți o gamă de 1,8 MHz, atunci trebuie să adăugați un alt releu și să utilizați poziția a 9-a pe comutatorul SA1.

În intervalul de 28 MHz, funcționează bobina L4, care este situată direct în circuitul anodic GK71. Acest lucru a făcut posibilă obținerea aceluiași Pout la 28 MHz ca pe intervalele de frecvență joasă. Dr3 este necesar pentru a proteja circuitele de ieșire ale PA.

Controlul „RX/TX” este efectuat de un circuit pe tranzistorul VT1, care este alimentat de o tensiune de +24 V. Când intrarea RX/TX a conectorului XS1, pin 3, este închisă de carcasă (curent 3-5 mA), circuitul de pe tranzistorul T1 se deschide, releul de scurtcircuit este activat și prin contactele K3.1, tensiunea de +24 V este furnizată releelor K1 și K2. Releul K4 este activat, furnizând tensiune de filament complet la GK71 prin contactele K4.1.

Dacă comutatorul SA3 „Filament” este pornit, tensiunea completă a filamentului este furnizată constant lampa VL1. Acest lucru poate fi necesar atunci când lucrați în TESTax. După încărcarea condensatorului C3 (după 0,15-0,2 s), va funcționa releul K5, care asigură:

funcționarea corectă a minții;
nu arde contactele releului K1, K2.

Releul K5 cu contactele K5.1 închide circuitul grilei de control al lămpii VL1 la carcasă, deschizându-l. Pentru a implementa modul „Bypass”, comutatorul SA2 întrerupe circuitul de alimentare de +24 V al circuitului de la T1 al comutării „RX/TX”. Tranzistorul T2 conține un stabilizator de tensiune reglabil pentru grila ecranului lămpii VL1.

Potențiometrul R4 setează curentul de repaus VL1 în intervalul 100-120 mA. Cipul DA1 conține un stabilizator de tensiune de +24 V pentru alimentarea releului și a circuitului de automatizare. În caz de suprasarcină și scurtcircuit la +24 V, DA1 este oprit automat, ceea ce crește și fiabilitatea PA în ansamblu.

Design amplificator de putere

Mintea este făcută într-o locuință unitate de sistem calculator, de preferat unul vechi din anii 80 - este din otel mai gros. Dimensiuni 175x325x400 mm. Compartimentul vertical și rafturile orizontale sunt realizate din oțel cu grosimea de 1,5-2 mm.

Când PA funcționează intens, este recomandabil să utilizați un ventilator care funcționează la o tensiune de alimentare redusă pentru a reduce zgomotul.

Piese și posibile înlocuiri

Transformatorul T1 este realizat pe fier din LATR-8 10 A. Înfășurarea rețelei este înfășurată cu fir PEL de 1,5 mm. Înfășurare crescătoare PEL 0,65-0,7 mm, tensiune 1,1-1,2 kV. Înfășurarea filamentului este PEL 1,5 mm 11+11 V, celelalte înfășurări sunt PEL 0,5-0,65 mm pentru tensiuni 22 V și 50 V.

Întrerupător SA4 tip VA-47 pentru 10 A. Choke-ul catodic Dr1 este înfăşurat pe un inel de ferită K45x27x15 mm 2000NN în două fire de 1,2-1,5 mm şi conţine 12 spire. Bobina de comunicație are 7 spire de sârmă MGTF0.2 mm, distribuite uniform între spirele înfășurării principale.

Bobina L1 a circuitului catodic este realizată dintr-un tub de cupru cu diametrul de 5-6 mm. În interiorul căruia există un fir în izolație termorezistentă MGTF, BPVL cu o secțiune transversală de cel puțin 1 mm2. Diametrul exterior al bobinei este de 27-30 mm, distanța dintre spire este de 0,2-0,3 mm și conține 8 spire, ieșirea este din mijloc.

Bobina L2 din gama 3,5-7 MHz este realizată pe un cadru cu diametrul de 40-45 mm și conține 15+12 spire de sârmă de 1,5-2,0 mm. Primele 15 spire pentru intervalul de 3,5 MHz sunt înfăşurate tură la tură, iar celelalte 12 spire sunt înfăşurate cu un pas de 2,5 mm.

Bobina L3 din gama 10-21 MHz este realizată dintr-un tub de cupru cu diametrul de 5-6 mm și conține 15-17 spire, un diametru exterior de 50-55 mm.

Bobina L4 din gama de 28 MHz este realizată din sârmă de cupru cu diametrul de 2,0-2,5 mm și conține 5-6 spire, diametrul exterior al bobinei este de 25 mm.

Choke-ul anod Dr2 este înfășurat pe un cadru fluoroplastic cu diametrul de 18-20 mm, lungimea de 180 mm, cu fir PELSHO 0,35 mm, întoarce-te în secțiuni 41+34+32+29+27+20+17+ 11 spire și ultimele 10 spire în descărcare în trepte de 2 mm.

Dr3 - înfășurare universală cu fir PELSHO 0,2-0,3 mm, 2-4 secțiuni de 80-100 spire.

Protectorul de supratensiune Lf este infasurat pe un inel K45x27x15 mm 2000NN in doua fire cu diametrul de 1 mm, cu izolatie buna de tip MGTF, rotire in rotire pana la umplere.

Anod KPE S24 de la UHF-66. O secțiune, distanță 2,5-2,7 mm 15-100 pF, conectată la a doua tură a bobinei L3. Condensator C23 - conexiune cu antena KPE 2-3 secțiuni de la radiouri vechi cu un spațiu de 0,3-0,4 mm, 30-1200 pF.

Releu K1 - REN-33, K2 - REN-34. Releu KZ-K6 - de dimensiuni mici importat în carcase de plastic 15x15x20 mm, curent de comutare 6-8 A, tensiune de comutare 127-220 V. Releul KZ și Kb pentru o tensiune de funcționare de 24 V, iar releele K4 și K5 pentru o tensiune de funcționare de 12 V. Releul K7 -K13 - RES-10 diode de siliciu de mică putere sunt conectate în paralel cu înfășurările releului. Diodele nu sunt prezentate în diagramă.

Tranzistoare VT1 - KT835, KT837. VT2, VT3 - KT829A. DA1 - KR142EN-9 (B, D) sau MS7824.

Amplificatorul de putere (PA) este realizat pe „vechea” lampă de încredere GK71, cu un anod din grafit care nu necesită flux de aer. Schema schematică este prezentată în Fig. 1.

Puterea furnizată la sarcina echivalentă de 50 Ohmi Pout = 500-700 W.

Caracteristicile acestei scheme mentale sunt:

introducerea unui circuit de protecție împotriva supracurentului și scurtcircuitului (SC) și menținerea unui „mod de repaus” în PA;
utilizarea unui circuit rezonant catod pentru o mai bună potrivire cu transceiver-uri importate;
un circuit original P-circuit care vă permite să obțineți aceeași putere de ieșire pe toate gamele.

Orez. 1. Schema schematică a unui amplificator de putere bazat pe GK71 cu o rețea comună.

După încărcarea condensatoarelor, o parte din tensiunea înaltă scoasă din divizorul R13-R18 și potențiometrul R12 este alimentată circuitului de automatizare realizat pe tranzistorul TZ. Dacă nu există un scurtcircuit în circuitul UM, tensiunea este normală, atunci TZ se deschide, releul Kb este activat, închizând lampa cu halogen HL1 cu contactele sale K6.1.

SWR la intrarea PA nu depășește 1,5 pe toate benzile și se potrivește bine cu orice transceiver importat, chiar și fără tuner.

funcționarea corectă a minții;
nu arde contactele releului K1, K2.

Design amplificator de putere

PA este realizat in cazul unei unitati de sistem informatic, de preferat un model vechi din anii 80 - este din otel mai gros. Dimensiuni 175x325x400 mm. Compartimentul vertical și rafturile orizontale sunt realizate din oțel cu grosimea de 1,5-2 mm.

Când PA funcționează intens, este recomandabil să utilizați un ventilator care funcționează la o tensiune de alimentare redusă pentru a reduce zgomotul.

Piese și posibile înlocuiri

Bobina L3 din gama 10-21 MHz este realizată dintr-un tub de cupru cu diametrul de 5-6 mm și conține 15-17 spire, un diametru exterior de 50-55 mm.

Bobina L4 din gama de 28 MHz este realizată din sârmă de cupru cu diametrul de 2,0-2,5 mm și conține 5-6 spire, diametrul exterior al bobinei este de 25 mm.

Dr3 - înfășurare universală cu fir PELSHO 0,2-0,3 mm, 2-4 secțiuni de 80-100 spire.

Protectorul de supratensiune Lf este infasurat pe un inel K45x27x15 mm 2000NN in doua fire cu diametrul de 1 mm, cu izolatie buna de tip MGTF, rotire in rotire pana la umplere.

Tranzistoare VT1 - KT835, KT837. VT2, VT3 - KT829A. DA1 - KR142EN-9 (B, D) sau MS7824.

Un amplificator de rețea cu împământare excelent pentru utilizarea de zi cu zi.

Semnalul de intrare merge la mufa coaxială XW1 ("Intrare"). În modul de recepție și când amplificatorul este oprit, acest semnal, prin contactele releului K 1.1 și K6.1, este furnizat mufei de ieșire XW2 („Ieșire”), conectată la antena stației radio. Pentru a comuta în modul de transmisie, la priza XS1 este furnizat un semnal de control cu nivelul 0 (sau, ceea ce este același lucru, borna din stânga - conform diagramei - a înfășurării releului K8 este conectată la firul comun). Ca urmare, releele K1 și KB sunt activate, iar semnalul amplificat printr-unul dintre circuitele P introduse în cale de comutatorul de gamă SA1 (secțiunile SA1.1 și SA1.2) intră în circuitul catodic al lămpii VL1, conectate conform unui circuit cu rețele împământate. Când este pornită în acest fel, lampa GK-71 se transformă într-o triodă ideală cu o caracteristică dreaptă - curentul trece prin ea numai atunci când tensiunea de pe rețele este pozitivă (față de catod). Impedanța sa de intrare la prima armonică a semnalului în acest caz este aproape de 400 ohmi. Pentru a reduce impedanța de intrare a amplificatorului la 50 ohmi (la această rezistență de sarcină produce transceiver-ul „proprietar” putere maxima) La intrare sunt utilizate circuite P cu un raport de transformare (creștere) de două ori a tensiunii de intrare.
Filamentul-catodul lămpii este alimentat printr-un inductor dublu E10E11, iar tensiunea furnizată acestora este de aproximativ 12 V, ceea ce asigură curentul de repaus necesar pentru funcționarea liniară a amplificatorului, menținând în același timp o durată lungă de viață a lămpii.
Circuitul anodic al lămpii include un circuit P convențional C19L10-L12C20, ale cărui secțiuni de bobină sunt comutate de contactoare puternice de înaltă frecvență K2-K5, controlate la rândul lor de secțiunea SA1.3 a comutatorului de gamă. Rezistorul R1, șuntat de bobina L9 cu o inductanță mică, previne autoexcitarea amplificatorului la frecvențele VHF (și această posibilitate există în ciuda miticei „frecvențe joase” a GK-71).
La ieșirea circuitului P, un indicator al nivelului semnalului de ieșire este conectat printr-un divizor de tensiune R2R3 (elementele VD1, C21, R4, C22, PA1). Sensibilitatea necesară a indicatorului este setată în funcție de impedanța reală de intrare a antenei prin selectarea rezistenței R4.
Funcționarea amplificatorului este controlată de un semnal de la transceiver prin comutatorul SA2. În pozițiile sale „Oprit”. și „H” (încălzire) amplificatorul nu funcționează. În poziția „Pornit”. semnalul de control pornește releul K8. Înfășurarea acestui releu de putere redusă este alimentată de o tensiune de 12 V, ceea ce face posibil ca amplificatorul să funcționeze cu orice transceiver „de marcă” (unele dintre ele au un circuit de control foarte „slab” pentru un amplificator de putere extern). .
Sursa de alimentare a amplificatorului constă din trei transformatoare unificate de dimensiuni mici (T1-TZ) și două redresoare. Unul dintre ele (VD1) alimentează înfășurările releului și contactoarele, celălalt (VD2-VD5) alimentează circuitul anodic al lămpii. Deoarece nu se produc transformatoare anodice cu o tensiune totală a înfășurărilor secundare de aproximativ 1750 V, înfășurările secundare a două transformatoare (T2 și T3) trebuiau conectate în serie. Circuitul incandescent al lămpii VL1 este alimentat de înfășurările secundare ale transformatorului T 1 conectate în serie. La o parte a înfășurării sale primare este conectat un motor electric cu ventilator axial M 1 cu o tensiune nominală de 220 V. Este necesar doar pentru versiunea de amplificator descrisă mai jos într-o carcasă de dimensiuni mici.
Detalii si design. Sursa de alimentare a amplificatorului foloseste transformatoare TPP285 127/220-50 (Tl), TA285 127/220-50 (T2) si TA238/127-50 (TZ). Tensiunea de funcționare a tuturor releelor (cu excepția K8) și a contactoarelor este de 24 V (releul K8 este de 12 V cu o rezistență înfășurării de cel puțin 500 ohmi). Contactele releelor de înaltă frecvență K1 și Kb trebuie să fie proiectate pentru o putere de comutare de 100 și, respectiv, 500 W și ele (contactele) trebuie să funcționeze normal în modul de recepție, adică la o tensiune de ordinul fracțiilor de microvolt. . Contactele contactoarelor K2-K5 trebuie proiectate pentru un curent de până la 10 A la o tensiune de până la 3000 V, iar contactorul K7 - pentru același curent la o tensiune de 220 V. Curentul comutat și tensiunea releului K8 sunt 1 A și, respectiv, 24 V.
Atunci când selectați condensatori variabili C 19 și C20 pentru un amplificator, trebuie avut în vedere faptul că distanța dintre plăcile primei dintre ele trebuie să fie de cel puțin 2 mm, iar a doua (dacă antena are o impedanță de intrare de 50. ..100 Ohmi) - cel puțin 0, 3 mm. Dacă se folosește o antenă cu o impedanță de intrare mai mare (de exemplu, un tip „faz” sau „american”), distanța dintre plăcile C20 trebuie să fie de cel puțin 1 mm.
Bobinele circuitelor P de intrare L1-L7 sunt înfășurate cu fir PEV-2 1.0 pe cadre fluoroplastice cu diametrul de 10 mm. Înfășurarea este continuă, rând pe rând, dar ar trebui să fie posibil să le depărtați atunci când instalați amplificatorul. Numărul de spire ale acestor bobine este următorul: L1-L3 - 12 fiecare, L4, L5, L6 și L7 - 14, 20, 25 și, respectiv, 40. Bobina L9 conține patru spire ale aceluiași fir, distribuite uniform de-a lungul lungimea corpului rezistorului R1 (MLT-2).
Choke-ul L8 este înfășurat pe un cadru fluoroplastic cu diametrul de 21 mm. Înfășurarea sa este realizată din sârmă PEV-2 0,35 și constă din cinci secțiuni (distanțele dintre secțiunile adiacente sunt de 3 mm): prima (numărând de la borna conectată la rezistorul R1) conține 24 de spire, distribuite uniform pe o lungime de 15 mm. , toate restul (a doua treime etc.) sunt bobinate ture în tură și ocupă o lungime de 10, 15, 20 și, respectiv, 30 mm.
Miezul magnetic al inductorului dublu L10L11 este format din trei inele de ferită (600NN) de dimensiune standard K32x20x5 pliate împreună. După ce îl înfășurați cu bandă de material lăcuit, șapte spire de sârmă MLP cu o secțiune transversală de 0,75 mm2 sunt înfășurate pe el, pliate în jumătate și răsucite cu un pas de aproximativ 10 mm.
Bobina circuitului P de ieșire L10 este înfășurată pe un cadru ceramic cu nervuri cu un diametru de 40 mm și conține 4,5 spire de sârmă de cupru placată cu argint cu un diametru de 3 mm, lungimea înfășurării este de 25 mm (factorul de înaltă calitate al acestui bobina asigură puterea de ieșire completă atunci când funcționează în intervalul de 10 m). Pe același cadru se realizează bobina L 11. Înfășurarea sa este formată din opt spire de sârmă argintie cu diametrul de 2,5 mm (lungimea înfășurării - 40 mm), robinetul se face din a treia tură, numărând de la borna conectată. la L10.
Cadrul cilindric al bobinei L12 este realizat din fluoroplastic. Diametrul său este de 40 mm. Bobina conține 25 de spire de sârmă PEV-2 1,5, bobinat tură în tură (robinetul este de la a 11-a tură, numărând de la terminalul conectat la L11).
O versiune de dimensiuni mici a amplificatorului este asamblată într-o carcasă cu dimensiuni (lățime x înălțime x adâncime) - 280x280x320 mm. La o înălțime de 140 mm, conține un șasiu cu un orificiu pentru o lampă GK-71 instalată în colțul din dreapta spate. Compartimentul superior conține părți ale circuitului P de ieșire și contorului cu cadran PA1. Compartimentul inferior conține părți ale sursei de alimentare, un dispozitiv de indicare a curentului anodic PA2, comutatoare SA1, SA2 și părți ale circuitului P de intrare. Un ventilator este montat pe peretele din spate al compartimentului inferior. Fluxul de aer trece prin fanta inelară formată de corpul lămpii și pereții orificiului pentru acesta din șasiu, în compartimentul superior cu capac având un grilaj deasupra lămpii.
În cea de-a doua versiune a designului amplificatorului, nu există ventilator, dar lățimea carcasei sale este mărită la 400 mm (cu aceeași înălțime și adâncime). Toate piesele sunt instalate pe un șasiu de 60 mm înălțime, numai întrerupătoarele SA1, SA2 și părți ale circuitelor P de intrare sunt montate sub acesta. Pentru a răci amplificatorul, există un orificiu pentru grătar în partea de jos a carcasei, iar capacul este ridicat deasupra peretelui superior la o înălțime de 20 mm.
Configurarea amplificatorului începe cu verificarea funcționalității sursei de alimentare. Punând comutatorul SA2 în poziția „H”, măsurați tensiunea la ieșirea redresorului VD1, la bornele filamentului lămpii, la ieșirea redresorului VD2-VD5. Acesta din urmă la relanti (fără sarcină) ar trebui să fie de aproximativ 2300 și cu un curent de sarcină de 400 mA (curent maxim prin GK-71 când amplificatorul funcționează) - 2000 V.
Apoi, porniți amplificatorul (SA2 - în poziția „Pornit”) și măsurați curentul de repaus al lămpii, care ar trebui să fie de aproximativ 30 mA. Nu uitați să conectați o sarcină echivalentă la ieșirea amplificatorului, de exemplu, o lampă incandescentă de 500 W cu o tensiune de 220 sau 127 V. Apoi conectați sursa de semnal la intrarea amplificatorului printr-un contor SWR. Puterea sa de ieșire trebuie să fie suficientă pentru a funcționa contorul SWR (2...10 W). Prin modificarea lungimii de înfășurare a bobinelor circuitelor P de intrare, obținem un SWR la intrare la mijlocul fiecărui interval, apropiat de 1. În intervalele de 10 și 12 m (în care, după cum se poate observa din diagrama, funcționează un circuit de intrare), SWR minim este atins la o frecvență de 26 MHz (în acest caz, valoarea sa la marginile intervalelor nu va fi mai mare de 1,5). În cele din urmă, conectați antena cu care va funcționa amplificatorul și, prin manipularea condensatoarelor C 19, C20, obțineți citiri maxime ale indicatorului de ieșire PA1 în fiecare domeniu. Pentru a trece rapid de la interval la interval în timpul funcționării, este logic să compilați un tabel cu pozițiile corespunzătoare ale rotoarelor acestor condensatoare.

Domeniile de funcționare sunt 10, 12, 15, 17, 20, 30, 40 și 80 m, puterea de ieșire de vârf în absența unei distorsiuni vizibile a semnalului amplificat este de 500 W, impedanța de intrare este de 50 ohmi.

De multă vreme mă uit la lampa foarte frumoasă și puternică 813 și la strâns înrudită GK-71.

Se pare că există și un GU-13, dar nu l-am văzut încă live... Îmi place că este un pentod și îmi place că este încălzit direct. Becul 813 importat câștigă ușor în ceea ce privește consumul de energie cu filament - 10 V 5 A față de 20 V 3 A pentru GK-71. Prin urmare, am ales 813 RCA, am reușit să cumpăr unul nou pe e-Way la 50 USD + livrare prin scrisoare recomandată la 30 USD. Mulți oameni îmi pun întrebarea - de ce fac lămpi atât de complexe? Rezistență anodică mare, rezistență internă ridicată, dificultăți de încălzire... Experimentele mele cu GM-70 m-au convins că ULF puternic are avantajele sale. În primul rând, se joacă cu aproape orice sistem acustic. Un alt avantaj nu este atât de evident, dar mi se pare că ULF-urile cu putere redusă au restricții de gen, pe care lămpile puternice încălzite direct nu le au - joacă totul. Cel puțin, în doi timpi pe care l-am făcut mai devreme pe GM-70 este omnivor - cântă clasice de cameră și heavy metal la fel de încrezător și interesant.

Din puținul pe care l-am găsit pe Google s-a făcut un ULF pe această lampă, inclusiv cu o triodă:

iar banii pe care-i doresc pentru aceste amplificatoare nu sunt copilărești - se pare că chinezii vând unul dintre ele cu 6800 de euro și se convinge că este ieftin... Dar primul dintre link-uri conține multe Informatii utile pentru cineva care știe puțin engleză și vrea să construiască un ULF folosind un GU-13 într-o triodă sau GM-70.

Ieri am asamblat un prototip - am pornit pentodul 813. De ce un pentod? Ei bine, în primul rând, îmi place sunetul pentodei! Deși acum ascult Darling pe triode (vezi publicația), al meu cele mai bune amplificatoare, al cărui sunet mi-a plăcut cel mai mult - la urma urmei, au fost asamblate pe pentode - 1P33S, 6P7S, EL34, 6P3S-E). Și, în general, nu sunt suficiente triode? Prin urmare, includerea unor astfel de capodopere de design precum pentodele în modul triodă este o simplificare inacceptabilă, blasfemie, dacă doriți. Sau este cam același lucru cu distilarea luciului de lună din coniac francez... Îmi pare rău, desigur, nu am vrut să spun nimic rău despre lumina lunii... Există, până la urmă, amatori... Și eu însumi - nu, nu - și voi porni 6P6S într-o triodă, la fel ca în acest circuit de mai jos, de altfel. Și iată, dacă doriți, părerea autorității:

„...Lămpi ecranate (pentode, tetrode cu fascicul) conform unui număr de astfel de indicatori importanți, deoarece eficiența, puterea de ieșire (la o putere catodică dată) și sensibilitatea sunt semnificativ superioare triodelor, a căror utilizare într-o cascadă cu un singur capăt este practic nepractică...". (Voishvillo G.V. Ghid pentru proiectarea amplificatoarelor de frecvență audio. Leningrad, 1958.).

In afara de asta. Există fani ai circuitelor fără OOS - se presupune că strică sunetul. Atunci să renunțăm și la triode. O triodă este un tub de electroni în care OOS este deja prezent în interior, adică încorporat în chiar designul său http://www.audioworld.ru/Books/Tubes/tub_02.html.

Acum despre schema. Pentru a stabiliza tensiunea pe a doua grilă, am luat trei lămpi SG4S, pentru un total de 450 de volți. Unii s-ar putea să o găsească puțin, dar voi nota două motive pentru care am decis să o fac în acest fel. Primul este că la tensiuni joase pe a doua rețea este dificil să obțineți putere reală într-un singur ciclu fără a intra în regiunea potențialelor pozitive pe prima rețea. Al doilea motiv - uite ce putere enormă, conform modurilor de pașaport, poate fi obținută de la această lampă în modul telegraf! Prin urmare, în comparație cu modul telegraf, lucrul în ULF real (dacă fără curenții primei grile) poate fi, într-o primă aproximare, echivalat cu modul static și 450 volți pe a doua grilă (cu excepția cazului, desigur, depășește celelalte moduri maxime admise) - aceasta nu este o problemă și 813th se ține ușor. Mai mult, sursa de alimentare pe care o am deja oferă nu mai mult de 1200 de volți anod, ceea ce este doar o încălzire ușoară pentru o lampă 813. În plus, în ciuda maximului de 400 de volți pe a doua grilă indicată în pașaportul pentru lampă, fișa de date de la RCA conține un grafic al caracteristicilor anodului la o tensiune pe a doua grilă de 750 de volți. Mai jos sunt caracteristicile anodului pentru o tensiune pe a doua grilă de 400 volți (http://tubedata.itchurch.org/sheets8.html):

Pe baza caracteristicilor anodului, am estimat că pentru a conduce o lampă 813 într-un pentod ai nevoie de aproximativ 20 - 25 de volți pe prima grilă (dacă fără OOS). Dar, deoarece OOS-ul este planificat, am luat un 6P6S într-o triodă ca lampă pentru acumulare. Diagrama de mai jos este încă un proiect; doar o parte din ea fără 6C2C a fost imitată până acum.

Unitate de alimentare cu anod - vezi publicația mea pe GM-70. Încă desenez circuitul de alimentare cu filament - va fi disponibil în curând. Și iată o imagine a primului aspect.

Transformatorul de ieșire este unul chinezesc de 10K (poartă cu mândrie inscripția „SE 100W”), care, conform vânzătorilor, este destinat lămpilor 211 și 833 (GU-48). Pe el, de la 813 becuri, a fost posibil să pompați 36 de wați de putere nedistorsionată la o sarcină de 8 ohmi și o frecvență de 1 KHz. Spectrul armonic este o serie descendentă frumoasă fără o predominanță a armonicilor ciudate - ceea ce ne permite să sperăm la un sunet plăcut la ureche. Imagini - mai întâi o undă sinusoidală și apoi un spectru de armonici - ambele grafice au fost obținute pentru o putere maximă de ieșire de 36 wați la 8 ohmi)

Situația cu răspunsul în frecvență este oarecum mai gravă. Rollover-ul LF și HF depășește 5 dB. Dar acest lucru este de fapt fără OOS, deoarece 24 K în circuitul OOS pentru 6P6S este mult. Am încercat să reduc Rnfb la 3 KOhm (care corespunde cu aproximativ 4 dB OOS), dar asta nu a schimbat prea mult imaginea. Declinul de frecvență joasă și distorsiunea sunt prea mari.

Bănuiesc că transformatorul de ieșire este de vină. Deși, bineînțeles, transformatorul bobinat pentru triode nu poate fi acuzat imediat, poate pur și simplu are inductanță insuficientă a primarului (de aceea există un blocaj în partea de jos) și o capacitate de înfășurare crescută, motiv pentru care vârfurile dispar. Voi păstra aceste transformatoare pentru triode. Și mai e de făcut...

Actualizat 17 noiembrie 2012. După încercări îndelungate de a găsi un transformator potrivit pentru acest circuit pe bani reali, mi-am dat seama că va trebui să-l bobinați eu. Mai mult, cu fier de călcat există opțiuni - OSM0.4, OSM0.63 și, de asemenea, o secțiune de călcat cu bandă achiziționată pe e-Bay 32x50 și o fereastră 73x30. Fotografia arată OSM0.16 pentru comparație.

Pentru calcule, am luat ca bază cunoscuta metodă a lui Vasilchenko, care a generalizat de fapt metodele din cărțile lui Tsikin și Voishvillo și a realizat un program foarte ușor de utilizat în MS Excel. Dezavantajul său este că nu ține cont de posibilitatea utilizării protecției mediului. O altă metodă este dată pe site-ul http://andy.kis.ru/SE_triod.php, unde puteți introduce o corecție pentru OOS. Dar totul este în ordine. În primul rând despre punctul de operare. Parțial pentru a-l determina, am pornit de la o sursă de alimentare existentă cu un anod în regiunea de 1100 V și, în funcție de caracteristicile anodului lămpii 813, s-a dovedit că la Ra = 10K puterea țintă de ieșire de 36 de wați poate fi obtinut cu o pozitie punct de functionare in regiunea Ug1 = -20V. Ug2=400V, Ia=100mA.

În primul rând, pentru a determina inductanța minimă a primarului, trebuie să cunoașteți valoarea rezistenței interne a lămpii. Din păcate, pașapoartele disponibile pentru lămpile GU-13, 813 etc. Nu am găsit aceste valori și am determinat Ri din panta caracteristică anodului lampii 813 la Ug2=400V și Ug1=-20V. S-a dovedit a fi 80 KOhm. Această cifră se corelează bine cu binecunoscuta recomandare de a face Ra = 0,1 - 0,2 de Ri pentru pentode, iar în acest caz a fost ales Ra = 10K.

După ce am decis punctul de operare și Ri, am înlocuit numerele disponibile în fișierul de la Vasilchenko (folosind hardware-ul chinez existent ca bază) și am primit acest proiect de transformator:

Să comparăm acum aceste date cu al doilea link de mai sus (cu OOS). Multe se potrivesc bine.

Inductanța minimă a primarului este de 42,5 Henry (46 H pentru Vasilchenko), spațiul nemagnetic este de 0,4 mm, inductanța maximă în spațiu este de 7600. Cu toate acestea, există diferențe semnificative - numărul de spire. Iar al doilea program sfătuiește să alegeți un nucleu mai mare... Dar nu am avut unul mai mare și am avut încredere în metoda lui Vasilchenko.

Din cauza faptului că nu cunosc proprietățile magnetice ale fierului de călcat existent și datorită faptului că programul nu ține cont de influența protecției mediului, a trebuit mai întâi să fac o bobină de probă, luând permeabilitatea magnetică inițială. egal cu 400, deși nu am încredere în corectitudinea acestei cifre. În general, a fost nevoie de aproximativ 3 ore și aproximativ 0,5 kg de sârmă de cupru pentru a înfășura transformatorul de testare. Aveam deja o mașină de bobinat - o copie simplificată din fontă chinezească a uneia englezești antice cumpărată de pe eBay (puteți vedea cum arăta originalul aici http://www.jharper.demon.co.uk/coilwnd2.htm) dispozitiv portabil - îl voi descrie într-o publicație separată.

Am înfășurat mai întâi 110 spire ale secundarului, apoi întregul primar deodată - 4450 spire cu sârmă de cupru 0,36 cu distanțiere fluoroplastice interstrat de 0,12 mm grosime. De ce fluoroplastic - dacă este posibil, am vrut să am un material cu o constantă dielectrică minimă pentru a reduce capacitatea proprie a înfășurării. Desigur, pentru a reduce inductanța de scurgere ar fi mai bine să o secționez, dar deoarece aceasta a fost prima mea experiență de înfășurare, am decis să fac totul cât mai simplu posibil pentru a rezolva mai întâi problema frecvenței joase și inductanței minime și dacă totul merge bine aici, atunci primarul poate fi și rebobina, observând toate subtilitățile secționării și specificând grosimea garniturilor. În plus, nu exista nicio încredere că totul se va potrivi în fereastra existentă. Dar totul a fost inclus cu rezervă. Și asta s-a întâmplat. Rezultatul măsurării inductanței primarului (cu un tester la 100 Hz) este 52 H. După aceasta, pornim transformatorul într-o placă cu o lampă 813 și aplicăm semnalul maxim (15 volți la ieșire în 8 ohmi la 1 KHz) - obținem acest răspuns în frecvență:

După cum puteți vedea, în ceea ce privește frecvențele joase, este în ordine perfectă, chiar și cu puterea de ieșire maximă avem până la 17 Hz la un nivel de minus 3 dB de la 1 KHz. Am dat peste niște hardware bun pe eBay! Dar la niveluri ridicate, din păcate, imaginea s-a dovedit semnificativ mai proastă decât ținta minus 3 dB la 20 KHz - de fapt, minus 7 dB. De aici este clar ce trebuie făcut - derulăm primarul, lăsând același număr de spire, doar îl împărțim în două părți și între ele - a doua parte a secundarului, tot 110 ture, pe care o vom activa în paralel. Și pentru a-și reduce propria capacitate, distanțierele dintre straturile primarului pot fi mărite - rămâne mult spațiu în fereastră.

Aici am derulat transformatorul. S-au dovedit a fi două secțiuni - una cu 2350 de spire, cealaltă cu 1650, pentru un total de 4000 de spire ale primarului, cu o a doua parte a secundarului între ele. Inductanță la 100 Hz – 45 Henry. Inductanța de scurgere măsurată de același tester este de 90 mH. L-am pus în aspect - răspunsul în frecvență s-a dovedit astfel:

Adică, la un nivel de minus trei dB, banda este de la 15 Hz la 32 KHz. Totuși, când m-am uitat la nivelul de distorsiune la frecvențe joase pe un osciloscop, m-am simțit rău... Deja 50 Hz când depășesc 16 wați la ieșire nu arată foarte frumos și nu vorbesc deloc de 30 Hz ... Ceva este în neregulă în calcule, o iau de la capăt de la început... A trebuit să „sapă mai adânc” în literatură și, pentru a-mi da seama unde s-a ascuns greșeala, a trebuit să cercetez. multe eseuri pe această temă. Am citit următoarele surse primare și non-primare:

1. Tsykin G.S. „Transformatoare de joasă frecvență”, 1955, capitolele 13 – 15. http://www.zzxm.narod.ru/CYK/TR/g14.djvu.

2. G.V.Voishvillo „Amplificatoare de joasă frecvență bazate pe tuburi cu vid”, 1959. Pagină 559 -593. http://www.zzxm.narod.ru/VOY/v_522_603.djvu

4. D. Andronnikov. Transformator de ieșire. Aproape simplu, dar nu ieftin. http://vt-tech.eu/ru/articles/lamps/53-otputtrans.html

7. Krize S. Calculul transformatoarelor de ieșire.

8. Zinin Yu. Determinarea lungimii spațiului de aer în transformatoare și bobine http://kit-e.ru/articles/powerel/2009_05_82.php

Presupun că am făcut o greșeală chiar de la început - în alegerea miezului magnetic. Cu toate acestea, trebuie să spun că în monografiile lui Voishvillo și Tsykin, în spatele abundenței de formule, îmi este încă greu să discern un algoritm clar despre cum să fac acest lucru. În articolul lui Vasilchenko, deși pare să vorbească despre SE, tabelul pentru alegerea valorii inducției maxime Bm în funcție de puterea de ieșire este dat pentru un transformator push-pull. Aici am plecat de partea cu calcule bazate pe Vasilchenko. Legătura oferă o explicație clară că, în cazul unei cascade cu un singur ciclu, este necesar să se înlocuiască valoarea B = Bmax/2 în formulele de calcul pentru numărul de spire ale înfășurării primare și, de asemenea, oferă o metodă simplă pentru determinând experimental Bmax pentru un miez existent. Surse primare vechi, cum ar fi Kriese (și parțial Malinin) oferă o formulă pentru alegerea unui nucleu folosind constanta constructivă A (se pare că aceeași formulă este folosită în program)

Ceea ce este interesant este că, dacă folosești datele din această formulă, atunci, conform lui Krize, se dovedește că miezul pe care îl am (și aria lui este 16, iar zona ferestrei este 24) pare a fi potrivit pentru un pentod cu OOS. La urma urmei, produsul Qo * Qc se dovedește a fi 24 * 16 = 384. Împărțiți 384 la A = 10 (constantă de proiectare pentru un pentod cu OOS), obținem 38,4 wați... Dar oricum ar fi... Poate că aceste formule sunt depășite? În acele vremuri, Fn de 70 Hz era visul suprem al unui inginer... Sau ar trebui să fie folosite cu mai multă atenție? Bine, ne dăm seama mai târziu. Între timp - iată ce am găsit pe Internet - linkul oferă o formulă empirică simplă pentru alegerea secțiunii transversale a miezului magnetic pentru un transformator cu un singur ciclu pe baza puterii de ieșire necesare Qc = 4 * SQRT (Pout). Puterea de ieșire în W, secțiune transversală - în mp. centimetri. Această formulă poate fi considerată un caz special al formulei (1), unde Qo=Qc și A=16 sunt acceptate. Pentru a confirma corectitudinea acestei formule - date deja experimentale - de la transformatorul meu bobinat cu o secțiune transversală de 16 cm2, de facto nu a fost posibil să stoarcem mai mult de 16 wați de ieșire la LF... și acesta este un potrivire exactă cu formula simplă dată. Dar apoi, pentru 36 de wați de ieșire, am nevoie de un miez cu o secțiune transversală de 4*SQRT(36) = 24 cm2. Apropo, programul lui Andrei Toshchev dă aproximativ același rezultat. Iată-l... Atunci căutăm OSM 0.63 - conform internetului, are o secțiune transversală de 25 cm2. Dar nu îți vine să crezi întotdeauna - de exemplu, am acasă un kilowatt OSM1.0 și știu că secțiunea transversală a circuitului magnetic al acestuia este de 50x80 (două 50x40 pliate împreună) și fereastra este de aproximativ 92x30 - dar am citit atât de multe despre asta pe internetul rusesc! Până la un kilowatt am totul, cu excepția 0,63 acasă - voi rezuma toate datele de pe OSM și le voi posta ca date de referință.
Și în timp ce aștept fierul comandat, sunt bântuit de complexitatea problemei alegerii unui miez. Trebuie să existe o soluție simplă. Să ne gândim de ce totul este atât de complicat cu calculele fierului de transformare? Mi se pare că tot pătrunjelul se datorează faptului că într-un câmp magnetic alternant dependența lui B de H este neliniară iar valoarea permeabilității magnetice (mu) depinde foarte mult de B și de prezența sau absența magnetizării permanente. (care, la rândul său, depinde de puterea curentului prin miez și de valoarea decalajului nemagnetic), ceea ce în general complică foarte mult (mai corect, face imposibilă) abordarea analitică a calculelor și duce la necesitatea de a efectua efectuați calcule bazate pe grafice empirice ale dependenței lui mu de V și amperi spire. Dar există o cale de ieșire! Dacă citim cu mai multă atenție articolele menționate mai sus ale lui Vasilchenko și Voishvillo, putem găsi unul fapt interesant– permeabilitatea magnetică nu este inclusă în calculul numărului de spire ale primarului transformatorului! (Adevărat, Vasilchenko scrie că acest lucru este valabil numai pentru un timp în doi timpi. În general, mi se pare că acest lucru este valabil și pentru un singur timp, doar că atunci rezultatul obținut trebuie corectat, ținând cont de scăderea mu de la introducerea unui decalaj, dar mai multe despre asta mai târziu...) Acesta este ceea ce este necesar, încercați să îl utilizați astfel încât să nu intrați în detalii la prima etapă a calculelor. Dar pentru aceasta trebuie să cunoaștem puterea câmpului magnetic H, care poate fi calculată în esență prin mărimea curentului Im prin înfășurare, ceea ce ar trebui să fie mult mai ușor de realizat. Consultați linkul de la pagina 562 pentru formula 8.307 și formula rezultată pentru inductanță

L = Bm/Im * W1 * Qc * 10E(-8) (2)

Din această ecuație, rezolvând-o față de Qc, se poate obține o formulă de calcul a secțiunii transversale a circuitului magnetic din mărimi deja cunoscute. De exemplu - Bm al circuitului magnetic poate fi măsurat, Lmin este calculat folosind formule cunoscute din Ra, curentul de amplitudine Im poate fi obținut din linia de sarcină selectată din caracteristicile anodului lămpii de ieșire. Dar există o muscă în unguent. Numărul de spire ale W1 primar. Nu știm asta până nu alegem miezul. Dar așteaptă să fii supărat. Deși am ajuns din nou la necesitatea iterațiilor (sau, în termeni mai simpli, a ajustărilor), acum nu mai este nevoie să intrăm în jungla dependențelor mu de rotațiile de amperi, iar alegerea nucleului se reduce la ajustarea raportului de compromis al numărul de spire la dimensiunea miezului. Am încercat să calculez toate acestea pentru cazul meu cu o lampă 813. Am luat curentul Im de la linia de sarcină, care este în acest articol de mai sus - 0,2 A, Lmin conform Voishvillo 46 H, am ales Bm egal cu 8000 (în acest caz, chiar și pentru un singur ciclu, este necesar să luați Bm , și nu jumătate din ea!) , S-a dovedit că Qc la W1 = 4500 ar trebui să fie de 25 sq. centimetri. Cu W1 = 4000, rezultatul este 28 cm², iar cu W1 = 5000, respectiv, 22 cm². adică, a existat un acord bun cu calculele efectuate anterior ale Qc folosind , și . Principalul lucru care îmi place este că acum formula pentru calcularea secțiunii transversale a circuitului magnetic include în sfârșit Im și nu doar Io și, de exemplu, devine clar de ce pentru un singur ciclu pe 6C33C este necesar să luați un magnetic circuit cu o secțiune transversală relativ mai mare decât pentru lămpile cu rezistență mai mare cu același curent de repaus Io (deși s-ar părea că nu este necesară o inductanță primară mare pentru 6C33C), deoarece pentru 6C33C mărimea curentului de amplitudine Im poate fi foarte mare, cu excepția cazului în care lucrezi, desigur, cu Alpha = Ra/Ri foarte mare. Dar se pare că am uitat de golul nemagnetic. Nu, nu am uitat. De fapt, pentru cascade cu un singur capăt cu curenți de repaus semnificativ, rezistența circuitului magnetic în sine poate fi neglijată în comparație cu decalajul nemagnetic și, pentru a evita problemele cu transmisia de joasă frecvență, trebuie doar să aveți grijă. de menţinere a valorii calculate a inductanţei minime a primarului. Tot ceea ce este necesar pentru aceasta este să căutați în cartea de referință curbele dependenței permeabilității magnetice inițiale de produsul inductanței și forței. curent continuu rest la pătrat (LIo)2.

După aceasta, tot ce rămâne este să ajustați numărul de ture selectat anterior, dar acum luând în considerare mu din intervalul inițial și selectat. A doua opțiune pentru menținerea valorii Lmin la același nivel este creșterea secțiunii transversale a miezului magnetic selectat inițial. Există o a treia opțiune! Introduceți OOS - și apoi Lmin va scădea pur și simplu, iar apoi numărul de spire + secțiunea transversală a circuitului magnetic poate fi lăsat același și obține același Fn. Acum lucrez la acest algoritm sub forma unui program. Am vacanță de la 30 la 7, așa că va fi suficient timp pentru a studia literatura mai amănunțit. Și după vacanță - pentru experimente, poate că hardware-ul va ajunge deja și va fi posibil să vă testați „cercetarea teoretică” cu practică.

Va urma. În ea vă voi povesti despre succesele înfășurării transformatorului și în ce carcasă am plănuit să plasez acest amplificator. Aceasta se dovedește a fi o postare foarte lungă. În timp, partea care se bazează pe calculele transformatorului de ieșire va fi pusă într-un subiect separat. Cred că acest lucru va fi de interes pentru mulți.

Actualizat la 2 aprilie 2013. Obținerea fierului de calitate și dimensiune potrivită nu a fost ușor. Aici totul s-a blocat deocamdată. Dar numai deocamdată. Dacă Dumnezeu va voi, o voi lua din nou.
*****************************************************************************