UMZCH de înaltă fidelitate Nikolai Sukhov 1989 recenzii. UMZCH VV cu un sistem de control cu microcontroler. Funcționarea compensatorului de rezistență al cablului AC
UMZCH BB-2010 este o nouă dezvoltare din binecunoscuta linie de amplificatoare UMZCH BB (de înaltă fidelitate). O serie de soluții tehnice utilizate au fost influențate de munca lui Ageev.
Specificații:
Distorsiune armonică la 20000 Hz: 0,001% (150 W/8 ohmi)
Lățime de bandă mică a semnalului -3 dB: 0 – 800000 Hz
Rata de variare a tensiunii de ieșire: 100 V/µs
Raport semnal-zgomot și semnal-fond: 120 dB
Schema electrică a VVS-2010
Datorită utilizării unui amplificator operațional care funcționează într-un mod ușor, precum și utilizării în amplificatorul de tensiune a numai cascadelor cu OK și OB, acoperite de OOS local profund, UMZCH BB se caracterizează printr-o liniaritate ridicată chiar înainte de general. OOS este acoperit. În primul amplificator de înaltă fidelitate din 1985, s-au folosit soluții care până atunci erau folosite doar în tehnologia de măsurare: DC acceptă un nod de serviciu separat; pentru a reduce nivelul de distorsiune a interfeței, rezistența de tranziție a grupului de contact al releului de comutare AC este acoperită de un feedback negativ comun, iar un nod special compensează eficient influența rezistenței cablului AC asupra acestora distorsiuni. Tradiția a fost păstrată în UMZCH BB-2010, cu toate acestea, OOS general acoperă și rezistența filtrului trece-jos de ieșire.
În marea majoritate a modelelor altor UMZCH, atât profesionale, cât și amatoare, multe dintre aceste soluții încă lipsesc. În același timp, caracteristicile tehnice ridicate și avantajele audiofile ale UMZCH BB sunt obținute prin soluții simple de circuite și un minim de elemente active. De fapt, acesta este un amplificator relativ simplu: un canal poate fi asamblat în câteva zile fără grabă, iar configurarea implică doar setarea curentului de repaus necesar al tranzistorilor de ieșire. A fost dezvoltată special pentru radioamatorii începători o tehnică de testare și ajustare a performanței nod-cu-nod, cascadă-cu-etapă, folosindu-vă garanția de a localiza eventualele erori și de a le preveni. consecințe posibile chiar înainte ca UMZCH să fie complet asamblat. Toate întrebările posibile despre acest amplificator sau similare au explicații detaliate, atât pe hârtie, cât și pe Internet.
La intrarea amplificatorului există un filtru trece-înalt R1C1 cu o frecvență de tăiere de 1,6 Hz, Fig. 1. Dar eficiența dispozitivului de stabilizare a modului permite amplificatorului să funcționeze cu un semnal de intrare care conține până la 400 mV de tensiune componentă DC. Prin urmare, este exclus C1, care realizează eternul vis audiofil al unei căi fără condensatori și îmbunătățește semnificativ sunetul amplificatorului.
Capacitatea condensatorului C2 al filtrului trece-jos de intrare R2C2 este selectată astfel încât frecvența de tăiere a filtrului trece-jos de intrare, ținând cont de rezistența de ieșire a preamplificatorului 500 Ohm -1 kOhm, să fie în intervalul de la 120 la 200 kHz. La intrarea amplificatorului operațional DA1 există un circuit de corecție a frecvenței R3R5C3, care limitează banda de armonici procesate și interferențe care vin prin circuitul OOS din partea de ieșire a UMZCH, cu o bandă de 215 kHz la un nivel de -3 dB si creste stabilitatea amplificatorului. Acest circuit vă permite să reduceți diferența de semnal peste frecvența de tăiere a circuitului și, prin urmare, să eliminați supraîncărcarea inutilă a amplificatorului de tensiune cu semnale de interferență de înaltă frecvență, interferențe și armonici, eliminând posibilitatea distorsiunii intermodulației dinamice (TIM; DIM).
Apoi, semnalul este alimentat la intrarea unui amplificator operațional cu zgomot redus cu tranzistori cu efect de câmp la intrarea DA1. Multe „pretenții” la UMZCH BB sunt făcute de oponenți cu privire la utilizarea unui amplificator operațional la intrare, care se presupune că înrăutățește calitatea sunetului și „fură adâncimea virtuală” a sunetului. În acest sens, este necesar să se acorde atenție unor caracteristici destul de evidente ale funcționării amplificatorului operațional din UMZCH VV.
Amplificatoarele operaționale ale preamplificatoarelor, amplificatoarelor operaționale post-DAC sunt forțate să dezvolte mai mulți volți de tensiune de ieșire. Deoarece câștigul amplificatorului operațional este mic și variază de la 500 la 2000 de ori la 20 kHz, acest lucru indică funcționarea lor cu un semnal de diferență de tensiune relativ mare - de la câteva sute de microvolți la LF la câțiva milivolți la 20 kHz și o probabilitate mare de intermodulație distorsiunea fiind introdusă de treapta de intrare a amplificatorului operațional. Tensiunea de ieșire a acestor amplificatoare operaționale este egală cu tensiunea de ieșire a ultimei etape de amplificare a tensiunii, realizată de obicei conform unui circuit cu OE. O tensiune de ieșire de câțiva volți indică faptul că această etapă funcționează cu tensiuni de intrare și ieșire destul de mari și, ca rezultat, introduce distorsiuni în semnalul amplificat. Op-amp-ul este încărcat de rezistența OOS conectate în paralel și a circuitelor de sarcină, uneori ridicându-se la câțiva kilo-ohmi, ceea ce necesită până la câțiva miliamperi de curent de ieșire de la repetorul de ieșire al amplificatorului. Prin urmare, modificările curentului repetorului de ieșire al circuitului integrat, ale căror trepte de ieșire consumă un curent de cel mult 2 mA, sunt destul de semnificative, ceea ce indică, de asemenea, că introduc distorsiuni în semnalul amplificat. Vedem că treapta de intrare, etapa de amplificare a tensiunii și etapa de ieșire a amplificatorului operațional pot introduce distorsiuni.
Dar designul circuitului amplificatorului de înaltă fidelitate, datorită câștigului mare și rezistenței de intrare a părții tranzistorului a amplificatorului de tensiune, oferă condiții de funcționare foarte blânde pentru amplificatorul operațional DA1. Judecă singur. Chiar și într-un UMZCH care a dezvoltat o tensiune nominală de ieșire de 50 V, treapta diferențială de intrare a amplificatorului operațional funcționează cu semnale diferențiale cu tensiuni de la 12 μV la frecvențe de la 500 Hz la 500 μV la o frecvență de 20 kHz. Raportul dintre capacitatea mare de suprasarcină de intrare a etajului diferenţial, realizat pe tranzistoare cu efect de câmp, şi tensiunea redusă a semnalului de diferenţă asigură o liniaritate ridicată a amplificării semnalului. Tensiunea de ieșire a amplificatorului operațional nu depășește 300 mV. care indică tensiunea scăzută de intrare a etapei de amplificare a tensiunii cu un emițător comun de la amplificatorul operațional - până la 60 μV - și modul liniar de funcționare a acestuia. Etapa de ieșire a amplificatorului operațional furnizează un curent alternativ de cel mult 3 µA la sarcina de aproximativ 100 kOhm din partea de bază a VT2. În consecință, treapta de ieșire a amplificatorului operațional funcționează și într-un mod extrem de ușor, aproape la relanti. Pe un semnal muzical real, tensiunile și curenții sunt de cele mai multe ori cu un ordin de mărime mai mici decât valorile date.
Dintr-o comparație a tensiunilor semnalelor de diferență și de ieșire, precum și a curentului de sarcină, este clar că, în general, amplificatorul operațional din UMZCH BB funcționează într-un mod de sute de ori mai ușor și, prin urmare, liniar decât op- modul de amplificare al preamplificatoarelor și amplificatoarelor operaționale post-DAC ale playerelor CD care servesc ca surse de semnal pentru UMZCH cu orice profunzime de protecție a mediului, precum și fără aceasta. În consecință, același op-amp va introduce mult mai puțină distorsiune în UMZCH BB decât într-o singură conexiune.
Ocazional există opinia că distorsiunile introduse de cascadă depind în mod ambiguu de tensiunea semnalului de intrare. Aceasta este o greșeală. Dependența manifestării neliniarității în cascadă de tensiunea semnalului de intrare poate respecta una sau alta lege, dar este întotdeauna fără ambiguitate: o creștere a acestei tensiuni nu duce niciodată la o scădere a distorsiunilor introduse, ci doar la o creștere.
Se știe că nivelul produselor de distorsiune la o frecvență dată scade proporțional cu adâncimea negativului. părere pentru aceasta frecventa. Câștigul în circuit deschis, înainte ca amplificatorul să ajungă la OOS, la frecvențe joase nu poate fi măsurat din cauza micșorării semnalului de intrare. Conform calculelor, câștigul în circuit deschis dezvoltat pentru a acoperi feedback-ul negativ permite obținerea unei adâncimi de feedback negativ de 104 dB la frecvențe de până la 500 Hz. Măsurătorile pentru frecvențe începând de la 10 kHz arată că adâncimea OOS la o frecvență de 10 kHz ajunge la 80 dB, la o frecvență de 20 kHz - 72 dB, la o frecvență de 50 kHz - 62 dB și 40 dB - la o frecvență de 200 kHz. Figura 2 prezintă caracteristicile amplitudine-frecvență ale UMZCH VV-2010 și, pentru comparație, similare ca complexitate.
Câștig ridicat până la acoperirea OOS este principala caracteristică a designului de circuit al amplificatoarelor BB. Deoarece scopul tuturor trucurilor de circuit este de a obține o liniaritate ridicată și un câștig ridicat pentru a menține OOS profund în cea mai largă bandă de frecvență posibilă, aceasta înseamnă că astfel de structuri sunt singurele metode de circuit pentru îmbunătățirea parametrilor amplificatorului. O reducere suplimentară a distorsiunii poate fi realizată numai prin măsuri de proiectare care vizează reducerea interferenței armonicilor etajului de ieșire pe circuitele de intrare, în special pe circuitul de intrare inversor, de la care câștigul este maxim.
O altă caracteristică a circuitului UMZCH BB este controlul curentului etajului de ieșire al amplificatorului de tensiune. Op-amp-ul de intrare controlează treapta de conversie tensiune-curent, realizată cu OK și OB, iar curentul rezultat este scăzut din curentul de repaus al etajului, realizat conform circuitului cu OB.
Utilizarea unui rezistor de liniarizare R17 cu o rezistență de 1 kOhm în treapta diferențială VT1, VT2 pe tranzistoare de diferite structuri cu putere în serie crește liniaritatea conversiei tensiunii de ieșire a amplificatorului operațional DA1 la curentul colectorului VT2 prin crearea unei bucle de feedback local cu o adâncime de 40 dB. Acest lucru se poate observa din compararea sumei rezistențelor proprii ale emițătorilor VT1, VT2 - aproximativ 5 Ohmi fiecare - cu rezistența R17, sau suma tensiunilor termice VT1, VT2 - aproximativ 50 mV - cu căderea de tensiune pe rezistența R17 în valoare de 5,2 - 5,6 V .
Pentru amplificatoarele construite folosind designul circuitului luat în considerare, se observă o scădere bruscă, de 40 dB pe deceniu de frecvență, a câștigului peste o frecvență de 13...16 kHz. Semnalul de eroare, care este un produs al distorsiunii, la frecvențe de peste 20 kHz este cu două până la trei ordine de mărime mai mic decât cel util. semnal sonor. Acest lucru face posibilă convertirea liniarității treptei diferențiale VT1, VT2, care este excesivă la aceste frecvențe, în creșterea câștigului părții tranzistorului a ONU. Datorită modificărilor minore ale curentului diferenţial în cascadă VT1, VT2 cu amplificare semnale slabe liniaritatea sa cu o scădere a adâncimii feedback-ului local nu se deteriorează semnificativ, dar funcționarea amplificatorului operațional DA1, de modul de funcționare al cărui mod de funcționare la aceste frecvențe depinde liniaritatea întregului amplificator, va ușura marja de câștig, deoarece toate tensiunile care determină distorsiunea introdusă de amplificatorul operațional, pornind de la diferența de semnal la ieșire, scad proporțional cu câștigul în câștig la o frecvență dată.
Circuitele de corectare a avansului de fază R18C13 și R19C16 au fost optimizate în simulator pentru a reduce tensiunea diferențială a amplificatorului operațional la frecvențe de câțiva megaherți. A fost posibil să crească câștigul UMZCH VV-2010 în comparație cu UMZCH VV-2008 la frecvențe de ordinul a câteva sute de kiloherți. Câștigul câștigului a fost de 4 dB la 200 kHz, 6 la 300 kHz, 8,6 la 500 kHz, 10,5 dB la 800 kHz, 11 dB la 1 MHz și de la 10 la 12 dB la frecvențe mai mari de 2 MHz. Acest lucru poate fi văzut din rezultatele simulării, Fig. 3, unde curba inferioară se referă la răspunsul în frecvență al circuitului de corecție în avans al UMZCH VV-2008, iar curba superioară se referă la UMZCH VV-2010.
VD7 protejează joncțiunea emițătorului VT1 de tensiunea inversă apărută din cauza fluxului de curenți de reîncărcare C13, C16 în modul de limitare a semnalului de ieșire al UMZCH prin tensiune și tensiunile de limitare care apar în acest moment de mare viteză se modifică la ieșirea amplificatorului operațional DA1.
Etapa de ieșire a amplificatorului de tensiune este realizată din tranzistorul VT3, conectat conform unui circuit de bază comun, care elimină pătrunderea semnalului din circuitele de ieșire ale cascadei în circuitele de intrare și crește stabilitatea acestuia. Cascada OB, încărcată pe generatorul de curent pe tranzistorul VT5 și rezistența de intrare a etajului de ieșire, dezvoltă un câștig stabil ridicat - de până la 13.000...15.000 de ori. Alegerea rezistenței rezistorului R24 să fie jumătate din rezistența rezistorului R26 garantează egalitatea curenților de repaus VT1, VT2 și VT3, VT5. R24, R26 oferă feedback local care reduce efectul Early - modificarea p21e în funcție de tensiunea colectorului și crește liniaritatea inițială a amplificatorului cu 40 dB, respectiv 46 dB. Alimentarea UN cu o tensiune separată, modulo 15 V mai mare decât tensiunea treptelor de ieșire, face posibilă eliminarea efectului de cvasaturare a tranzistoarelor VT3, VT5, care se manifestă printr-o scădere a p21e atunci când baza colectorului tensiunea scade sub 7 V.
Dispozitivul de ieșire în trei trepte este asamblat folosind tranzistori bipolari și nu necesită comentarii speciale. Nu încercați să luptați cu entropia zgârâind cu curentul de repaus al tranzistoarelor de ieșire. Nu trebuie să fie mai mică de 250 mA; în versiunea autorului - 320 mA.
Înainte ca releul de activare AC K1 să fie activat, amplificatorul este acoperit de OOS1, realizat prin pornirea divizorului R6R4. Acuratețea menținerii rezistenței R6 și consistența acestor rezistențe în diferite canale nu este esențială, dar pentru a menține stabilitatea amplificatorului este important ca rezistența R6 să nu fie cu mult mai mică decât suma rezistențelor R8 și R70. Când releul K1 este declanșat, OOS1 este oprit și circuitul OOS2, format din R8R70C44 și R4 și care acoperă grupul de contacte K1.1, intră în funcțiune, unde R70C44 exclude filtrul trece-jos de ieșire R71L1 R72C47 din circuitul OOS la frecvențe peste 33 kHz. OOS R7C10 dependent de frecvență formează o reducere a răspunsului în frecvență al UMZCH la filtrul trece-jos de ieșire la o frecvență de 800 kHz la un nivel de -3 dB și oferă o marjă în adâncimea OOS peste această frecvență. Scăderea răspunsului în frecvență la bornele AC peste frecvența de 280 kHz la un nivel de -3 dB este asigurată de acțiunea combinată a R7C10 și a filtrului trece-jos de ieșire R71L1 -R72C47.
Proprietățile de rezonanță ale difuzoarelor conduc la emiterea de către difuzor a vibrațiilor sonore amortizate, a tonurilor după acțiunea pulsului și la generarea propriei tensiuni atunci când spirele bobinei difuzorului traversează liniile câmpului magnetic în golul sistemului magnetic. Coeficientul de amortizare arată cât de mare este amplitudinea oscilațiilor difuzorului și cât de repede se atenuează atunci când sarcina AC este aplicată ca generator la impedanța completă a UMZCH. Acest coeficient este egal cu raportul dintre rezistența AC și suma rezistenței de ieșire a UMZCH, rezistența de tranziție a grupului de contact al releului de comutare AC, rezistența inductorului filtrului trece-jos de ieșire înfășurat de obicei cu un fir. de diametru insuficient, rezistența de tranziție a bornelor cablului AC și rezistența cablurilor AC în sine.
În plus, impedanța sistemelor de difuzoare este neliniară. Fluxul de curenți distorsionați prin conductorii cablurilor de curent alternativ creează o cădere de tensiune cu o proporție mare de distorsiune armonică, care este, de asemenea, scăzută din tensiunea de ieșire nedistorsionată a amplificatorului. Prin urmare, semnalul la bornele AC este distorsionat mult mai mult decât la ieșirea UMZCH. Acestea sunt așa-numitele distorsiuni ale interfeței.
Pentru a reduce aceste distorsiuni, se aplică compensarea tuturor componentelor impedanței de ieșire a amplificatorului. Rezistența de ieșire proprie a UMZCH, împreună cu rezistența de tranziție a contactelor releului și rezistența firului inductor al filtrului trece-jos de ieșire, este redusă prin acțiunea unui feedback negativ general profund preluat de la borna dreaptă a L1. În plus, prin conectarea terminalului drept al R70 la terminalul AC „fierbinte”, puteți compensa cu ușurință rezistența de tranziție a clemei cablului AC și rezistența unuia dintre firele AC, fără teama de a genera UMZCH din cauza schimbărilor de fază. în firele acoperite de OOS.
Unitatea de compensare a rezistenței firului AC este realizată sub forma unui amplificator inversor cu Ky = -2 pe amplificatoarele operaționale DA2, R10, C4, R11 și R9. Tensiunea de intrare pentru acest amplificator este căderea de tensiune pe firul difuzorului „rece” („împământare”). Deoarece rezistența sa este egală cu rezistența firului „fierbinte” al cablului de curent alternativ, pentru a compensa rezistența ambelor fire este suficient să dublezi tensiunea pe firul „rece”, să o inversezi și, prin rezistorul R9, cu un rezistență egală cu suma rezistențelor R8 și R70 ale circuitului OOS, aplicați-o la intrarea de inversare a amplificatorului operațional DA1. Apoi, tensiunea de ieșire a UMZCH va crește cu suma căderilor de tensiune pe firele difuzorului, ceea ce echivalează cu eliminarea influenței rezistenței acestora asupra coeficientului de amortizare și a nivelului de distorsiune a interfeței la bornele difuzorului. Compensarea scăderii rezistenței firului AC a componentei neliniare a EMF din spate a difuzoarelor este necesară în special pentru frecvențe inferioare gama de sunet. Tensiunea semnalului la tweeter este limitată de rezistența și condensatorul conectate în serie cu acesta. Rezistența lor complexă este mult mai mare decât rezistența firelor cablului difuzorului, așa că compensarea acestei rezistențe la HF nu are sens. Pe baza acestui fapt, circuitul de integrare R11C4 limitează banda de frecvență de funcționare a compensatorului la 22 kHz.
De notat în special: rezistența firului „fierbinte” al cablului AC poate fi compensată prin acoperirea OOS-ului său general prin conectarea terminalului drept al R70 cu un fir special la borna AC „fierbinte”. În acest caz, va trebui compensată doar rezistența firului de curent alternativ „rece”, iar câștigul compensatorului de rezistență a firului trebuie redus la valoarea Ku = -1 prin alegerea rezistenței rezistenței R10 egală cu rezistența rezistenței. R11.
Unitatea de protecție a curentului previne deteriorarea tranzistorilor de ieșire în timpul scurtcircuitelor în sarcină. Senzorul de curent este rezistențele R53 - R56 și R57 - R60, ceea ce este suficient. Fluxul curentului de ieșire a amplificatorului prin aceste rezistențe creează o cădere de tensiune care este aplicată divizorului R41R42. O tensiune cu o valoare mai mare decât pragul deschide tranzistorul VT10, iar curentul său colector deschide VT8 al celulei de declanșare VT8VT9. Această celulă intră într-o stare stabilă cu tranzistoarele deschise și ocolește circuitul HL1VD8, reducând curentul prin dioda zener la zero și blocând VT3. Descărcarea C21 cu un curent mic de la baza VT3 poate dura câteva milisecunde. După declanșarea celulei de declanșare, tensiunea de pe placa inferioară a lui C23, încărcată de tensiunea de pe LED-ul HL1 la 1,6 V, crește de la nivelul de -7,2 V de la magistrala de alimentare pozitivă la nivelul de -1,2 B1, tensiunea de pe placa superioară a acestui condensator crește, de asemenea, cu 5 V. C21 este descărcat rapid prin rezistorul R30 la C23, tranzistorul VT3 este oprit. Între timp se deschide VT6 și prin R33, R36 deschide VT7. VT7 ocolește dioda zener VD9, descarcă condensatorul C22 prin R31 și oprește tranzistorul VT5. Fără a primi tensiune de polarizare, tranzistoarele etajului de ieșire sunt de asemenea oprite.
Recuperare stare initiala declanșatorul și UMZCH este pornit prin apăsarea butonului SA1 „Resetare protecție”. C27 este încărcat de curentul de colector al VT9 și ocolește circuitul de bază al VT8, blocând celula de declanșare. Dacă până în acest moment situația de urgență a fost eliminată și VT10 este blocat, celula intră într-o stare cu tranzistoare închise stabile. VT6, VT7 sunt închise, tensiunea de referință este furnizată bazelor VT3, VT5 și amplificatorul intră în modul de funcționare. Dacă scurtcircuitul în sarcina UMZCH continuă, protecția este declanșată din nou, chiar dacă condensatorul C27 este conectat la SA1. Protecția funcționează atât de eficient încât în timpul lucrărilor de configurare a corecției, amplificatorul a fost dezactivat de mai multe ori pentru lipire mică prin atingerea intrării neinversoare. Autoexcitarea rezultată a dus la o creștere a curentului tranzistorilor de ieșire, iar protecția a oprit amplificatorul. Deși această metodă brută nu poate fi sugerată ca regulă generală, dar datorită protecției curente, nu a provocat nici un rău tranzistorilor de ieșire.
Funcționarea compensatorului de rezistență al cablului AC
Eficiența compensatorului UMZCH BB-2008 a fost testată folosind vechea metodă audiofilă, după ureche, prin comutarea intrării compensatorului între firul de compensare și firul comun al amplificatorului. Îmbunătățirea sunetului a fost clar vizibilă, iar viitorul proprietar era dornic să obțină un amplificator, astfel încât măsurătorile influenței compensatorului nu au fost efectuate. Avantajele circuitului de „curățare a cablurilor” au fost atât de evidente încât configurația „compensator + integrator” a fost adoptată ca unitate standard pentru instalare în toate amplificatoarele dezvoltate.
Este surprinzător cât de multe dezbateri inutile au izbucnit pe Internet cu privire la utilitatea/inutilitatea compensării rezistenței cablurilor. Ca de obicei, cei care au insistat în mod special să asculte un semnal neliniar au fost cei cărora schema extrem de simplă de curățare a cablurilor li se părea complexă și de neînțeles, costurile pentru aceasta exorbitante, iar instalarea care necesită multă muncă ©. Au existat chiar sugestii că, din moment ce sunt cheltuiți atât de mulți bani pe amplificator în sine, ar fi un păcat să vă zgâriți cu ceea ce este sacru, dar ar trebui să mergeți pe calea cea mai bună, plină de farmec, pe care o urmează întreaga umanitate civilizată și... să cumpărați © normal, uman. cabluri super scumpe din metale prețioase. Spre marea mea surpriză, focul a fost adăugat combustibil prin declarațiile unor specialiști foarte respectați despre inutilitatea unității de compensare la domiciliu, inclusiv a acelor specialiști care folosesc cu succes această unitate în amplificatoarele lor. Este foarte regretabil că mulți radioamatori au fost neîncrezători în rapoartele de îmbunătățire a calității sunetului în gama joasă și medie cu includerea unui compensator și au făcut tot posibilul pentru a evita acest mod simplu de a îmbunătăți performanța UMZCH, jefuindu-se astfel.
S-au făcut puține cercetări pentru a documenta adevărul. De la generatorul GZ-118, un număr de frecvențe au fost furnizate către UMZCH BB-2010 în regiunea frecvenței de rezonanță a AC, tensiunea a fost controlată de un osciloscop S1-117, iar Kr la bornele AC a fost măsurat prin INI S6-8, Fig. 4. Verificarea eficacității rezistenței firului Rezistorul R1 este instalat pentru a evita interferența la intrarea compensatorului atunci când o comutați între firele de comandă și cele comune. În experiment, au fost utilizate cabluri de curent alternativ comune și disponibile public, cu o lungime de 3 m și o secțiune transversală a miezului de 6 metri pătrați. mm, precum și sistemul de difuzoare GIGA FS Il cu o gamă de frecvență de 25-22000 Hz, o impedanță nominală de 8 Ohmi și o putere nominală de 90 W de la Acoustic Kingdom.
Din păcate, proiectarea circuitelor amplificatoarelor de semnal armonic de la C6-8 implică utilizarea de condensatoare cu oxid de mare capacitate în circuitele OOS. Acest lucru duce la influența zgomotului de joasă frecvență al acestor condensatori asupra rezoluției dispozitivului la frecvente joase, în urma căreia rezoluția sa la frecvențe joase se deteriorează. La măsurarea unui semnal Kr cu o frecvență de 25 Hz de la GZ-118 direct de la C6-8, citirile instrumentului dansează în jurul valorii de 0,02%. Nu este posibil să ocoliți această limitare folosind filtrul de crestătură al generatorului GZ-118 în cazul măsurării eficienței compensatorului, deoarece un număr de valori discrete ale frecvențelor de reglare ale filtrului 2T sunt limitate la frecvențe joase la 20, 60, 120, 200 Hz și nu permit măsurarea Kr la frecvențele de interes pentru noi. Prin urmare, fără tragere de inimă, nivelul de 0,02% a fost acceptat drept zero, de referință.
La o frecvență de 20 Hz cu o tensiune la bornele AC de 3 Vamp, care corespunde unei puteri de ieșire de 0,56 W într-o sarcină de 8 ohmi, Kr a fost de 0,02% cu compensatorul pornit și 0,06% cu acesta oprit. La o tensiune de 10 V ampl, care corespunde unei puteri de ieșire de 6,25 W, valoarea Kr este de 0,02%, respectiv 0,08%, la o tensiune de 20 V ampl și o putere de 25 W - 0,016% și 0,11%, iar la o tensiune de 30 În amplitudine și putere 56 W - 0,02% și 0,13%.
Cunoscând atitudinea relaxată a producătorilor de echipamente importate față de semnificațiile inscripțiilor referitoare la putere și, de asemenea, amintindu-ne de transformarea minunată, după adoptarea standardelor occidentale, sistem de boxe cu o putere woofer de 30 W, nu a fost furnizată o putere pe termen lung mai mare de 56 W la AC.
La o frecvență de 25 Hz la o putere de 25 W, Kr a fost de 0,02% și 0,12% cu unitatea de compensare pornit/oprit, iar la o putere de 56 W - 0,02% și 0,15%.
În același timp, a fost testată necesitatea și eficacitatea acoperirii filtrului trece-jos de ieșire cu un OOS general. La o frecvență de 25 Hz cu o putere de 56 W și conectat în serie la unul dintre firele cablului AC ale filtrului trece-jos RL-RC de ieșire, similar cu cel instalat într-un UMZCH ultraliniar, Kr cu compensatorul rotit reducere ajunge la 0,18%. La o frecvență de 30 Hz la o putere de 56 W Kr 0,02% și 0,06% cu unitatea de compensare pornit/oprit. La o frecvență de 35 Hz la o putere de 56 W Kr 0,02% și 0,04% cu unitatea de compensare pornit/oprit. La frecvențe de 40 și 90 Hz la o putere de 56 W, Kr este de 0,02% și 0,04% cu unitatea de compensare pornit/oprit, iar la o frecvență de 60 Hz -0,02% și 0,06%.
Concluziile sunt evidente. Se observă prezența distorsiunilor neliniare ale semnalului la bornele AC. O deteriorare a liniarității semnalului la bornele AC este detectată în mod clar atunci când este conectat prin intermediul necompensat, neacoperit de rezistența OOS a filtrului trece-jos care conține 70 cm de fir relativ subțire. Dependența nivelului de distorsiune de puterea furnizată la AC sugerează că acesta depinde de raportul dintre puterea semnalului și puterea nominală a wooferelor AC. Distorsiunea este cea mai pronunțată la frecvențele apropiate de cea de rezonanță. EMF din spate generat de difuzoare ca răspuns la influența unui semnal audio este shuntat de suma rezistenței de ieșire a UMZCH și a rezistenței firelor cablului AC, astfel încât nivelul de distorsiune la bornele AC depinde direct de rezistența acestor fire și rezistența de ieșire a amplificatorului.
Conul unui difuzor de frecvență joasă slab amortizat emite însuși tonuri și, în plus, acest difuzor generează o coadă largă de produse de distorsiune neliniară și de intermodulație pe care difuzorul de frecvență medie le reproduce. Aceasta explică deteriorarea sunetului la frecvențele medii.
În ciuda ipotezei unui nivel Kr zero de 0,02% adoptat din cauza imperfecțiunii INI, influența compensatorului de rezistență a cablului asupra distorsiunii semnalului AC este remarcată clar și fără ambiguitate. Se poate afirma că există un acord deplin între concluziile trase după ascultarea funcționării unității de compensare pe un semnal muzical și rezultatele măsurătorilor instrumentale.
Îmbunătățirea clar audibilă atunci când dispozitivul de curățare cabluri este pornit poate fi explicată prin faptul că odată cu dispariția distorsiunii la bornele AC, difuzorul midrange încetează să mai producă toată murdăria. Aparent, prin urmare, prin reducerea sau eliminarea reproducerii distorsiunilor de către difuzorul de frecvență medie, circuitul difuzorului cu două cabluri, așa-numitul. „Bi-wiring”, atunci când secțiunile LF și MF-HF sunt conectate cu cabluri diferite, are un avantaj în ceea ce privește sunetul în comparație cu un circuit cu un singur cablu. Cu toate acestea, deoarece într-un circuit cu două cabluri semnalul distorsionat la bornele secțiunii de joasă frecvență AC nu dispare nicăieri, acest circuit este inferior versiunii cu un compensator în ceea ce privește coeficientul de amortizare al vibrațiilor libere ale vibrațiilor joase. con de difuzor de frecvență.
Nu puteți păcăli fizica și, pentru un sunet decent, nu este suficient să obțineți performanțe strălucitoare la ieșirea amplificatorului cu o sarcină activă, dar trebuie să nu pierdeți liniaritatea după livrarea semnalului către terminalele difuzoarelor. Ca parte a unui amplificator bun, un compensator realizat după o schemă sau alta este absolut necesar.
Integrator
Au fost testate și eficiența și capacitățile de reducere a erorilor ale integratorului de pe DA3. În UMZCH BB cu amplificator operațional TL071, tensiunea de ieșire DC este în intervalul 6...9 mV și nu a fost posibilă reducerea acestei tensiuni prin includerea unui rezistor suplimentar în circuitul de intrare fără inversare.
Efectul zgomotului de joasă frecvență, caracteristic unui amplificator operațional cu o intrare DC, datorită acoperirii feedback-ului profund prin circuitul dependent de frecvență R16R13C5C6, se manifestă sub forma instabilității tensiunii de ieșire de câțiva milivolți sau -60 dB raportat la tensiunea de ieșire la puterea nominală de ieșire, la frecvențe sub 1 Hz, difuzoare nereproductibile.
Internetul a menționat rezistența scăzută a diodelor de protecție VD1...VD4, care se presupune că introduce o eroare în funcționarea integratorului din cauza formării unui divizor (R16+R13)/R VD2|VD4.. Pentru a verifica inversul rezistența diodelor de protecție, un circuit a fost asamblat în Fig. 6. Aici op-amp DA1, conectat conform circuitului amplificator inversor, este acoperit de OOS prin R2, tensiunea sa de ieșire este proporțională cu curentul din circuitul diodei testate VD2 și rezistența de protecție R2 cu un coeficient de 1 mV /nA, iar rezistența circuitului R2VD2 - cu un coeficient de 1 mV/15 GOhm . Pentru a exclude influența erorilor aditive ale amplificatorului operațional - tensiunea de polarizare și curentul de intrare asupra rezultatelor măsurării curentului de scurgere a diodei, este necesar să se calculeze numai diferența dintre tensiunea intrinsecă la ieșirea amplificatorului operațional, măsurată. fără ca dioda să fie testată și tensiunea la ieșirea amplificatorului operațional după instalarea acestuia. În practică, o diferență a tensiunilor de ieșire a amplificatorului operațional de câțiva milivolți dă o valoare a rezistenței inverse a diodei de ordinul a zece până la cincisprezece gigaohmi la o tensiune inversă de 15 V. Evident, curentul de scurgere nu va crește pe măsură ce tensiunea de pe dioda scade la un nivel de câțiva milivolți, caracteristic diferenței de tensiune a integratorului op-amp și compensatorului .
Dar efectul fotoelectric caracteristic diodelor plasate într-o carcasă de sticlă duce de fapt la o schimbare semnificativă a tensiunii de ieșire a UMZCH. Când este iluminată cu o lampă incandescentă de 60 W de la o distanță de 20 cm, tensiunea constantă la ieșirea UMZCH a crescut la 20...3O mV. Deși este puțin probabil ca un nivel similar de iluminare să poată fi observat în interiorul carcasei amplificatorului, o picătură de vopsea aplicată acestor diode a eliminat dependența modurilor UMZCH de iluminare. Conform rezultatelor simulării, scăderea răspunsului în frecvență al UMZCH nu este observată nici măcar la o frecvență de 1 milihertz. Dar constanta de timp R16R13C5C6 nu trebuie redusă. Fazele tensiunilor alternative la ieșirile integratorului și compensatorului sunt opuse, iar odată cu scăderea capacității condensatoarelor sau a rezistenței rezistențelor integratoare, o creștere a tensiunii de ieșire a acestuia poate înrăutăți compensarea rezistenței cabluri pentru difuzoare.
Comparația sunetului amplificatoarelor. Sunetul amplificatorului asamblat a fost comparat cu sunetul mai multor amplificatoare străine produse industrial. Sursa a fost un CD player de la Cambridge Audio; pentru a conduce și a regla nivelul de sunet al UMZCH-urilor finale, a fost folosit preamplificator„”, „Sugden A21a” și NAD C352 au folosit controale de reglare standard.
Primul care a fost testat a fost legendarul, șocant și al naibii de scump UMZCH englezesc „Sugden A21a”, care funcționează în clasa A cu o putere de ieșire de 25 W. Ceea ce este de remarcat este că în documentația însoțitoare pentru VX, britanicii au considerat că este mai bine să nu indice nivelul distorsiunilor neliniare. Ei spun că nu este o chestiune de denaturare, ci de spiritualitate. „Sugden A21a>” a pierdut în fața UMZCH BB-2010 cu o putere comparabilă atât ca nivel, cât și ca claritate, încredere și sunet nobil la frecvențe joase. Acest lucru nu este surprinzător, având în vedere caracteristicile designului său de circuit: doar un urmăritor de ieșire cvasi-simetric în două etape pe tranzistori cu aceeași structură, asamblat conform designului circuitului din anii 70 ai secolului trecut, cu o rezistență de ieșire relativ mare și un condensator electrolitic conectat la ieșire, care crește și mai mult rezistența totală de ieșire - aceasta din urmă soluția însăși înrăutățește sunetul oricăror amplificatoare la frecvențe joase și medii. Pe mediu și frecvente inalte UMZCH BB a dat dovadă de detalii mai mari, transparență și o excelentă elaborare a scenei, când cântăreții și instrumentele puteau fi localizate clar prin sunet. Apropo, vorbind despre corelarea datelor de măsurare obiective și a impresiilor subiective ale sunetului: într-unul dintre articolele de jurnal ale concurenților lui Sugden, Kr-ul său a fost determinat la nivelul de 0,03% la o frecvență de 10 kHz.
Următorul a fost și amplificatorul englezesc NAD C352. Impresia generală a fost aceeași: sunetul pronunțat „găleată” al englezului la frecvențe joase nu i-a lăsat nicio șansă, în timp ce munca UMZCH BB a fost recunoscută ca fiind impecabilă. Spre deosebire de NADA, al cărui sunet a fost asociat cu tufișuri dense, lână și vată, sunetul BB-2010 la frecvențe medii și înalte a făcut posibilă distingerea clară a vocilor interpreților dintr-un cor general și a instrumentelor dintr-o orchestră. Lucrarea NAD C352 a exprimat clar efectul unei audibilități mai bune a unui interpret mai vocal, un instrument mai puternic. După cum a spus însuși proprietarul amplificatorului, în sunetul UMZCH BB, vocaliștii nu „țipau și dădeau din cap” unul la altul, iar vioara nu se lupta cu chitara sau trompeta în puterea sonoră, dar toate instrumentele erau „prieteni” pașnic și armonios în imaginea sonoră generală a melodiei. La frecvențe înalte, UMZCH BB-2010, conform audiofililor imaginativi, sună „ca și cum ar picta sunetul cu o perie subțire și subțire”. Aceste efecte pot fi atribuite diferențelor de distorsiune a intermodulației dintre amplificatoare.
Sunetul Rotel RB 981 UMZCH a fost similar cu sunetul NAD C352, cu excepția munca mai buna la frecvențe joase, totuși UMZCH BB-2010 a rămas de neegalat în claritatea controlului AC la frecvențe joase, precum și în transparența și delicatețea sunetului la frecvențe medii și înalte.
Cel mai interesant lucru în ceea ce privește înțelegerea modului de gândire al audiofililor a fost opinia generală că, în ciuda superiorității lor față de aceste trei UMZCH, ele aduc „căldură” sunetului, ceea ce îl face mai plăcut, iar BB UMZCH funcționează fără probleme, „este neutru la sunet”.
Japonezul Dual CV1460 și-a pierdut sunetul imediat după ce s-a pornit în cel mai evident mod pentru toată lumea și nu am pierdut timpul ascultându-l în detaliu. Kr-ul său a fost în intervalul 0,04...0,07% la putere scăzută.
Principalele impresii de la compararea amplificatoarelor au fost complet identice în ceea ce privește caracteristicile lor principale: UMZCH BB a fost necondiționat și fără echivoc înaintea lor în sunet. Prin urmare, testele suplimentare au fost considerate inutile. La final, prietenia a câștigat, fiecare a obținut ceea ce și-a dorit: pentru un sunet cald, plin de suflet - Sugden, NAD și Rotel, și pentru a auzi ce a fost înregistrat pe disc de regizor - UMZCH BB-2010.
Personal, îmi place UMZCH de înaltă fidelitate pentru sunetul său ușor, curat, impecabil, nobil; reproduce fără efort pasaje de orice complexitate. După cum spune un prieten de-al meu, audiofil cu experiență, se ocupă de sunetele tobelor la frecvențe joase fără variații, ca o presă, la frecvențe medii sună de parcă nu există, iar la frecvențe înalte pare că pictează. sunetul cu o perie subțire. Pentru mine, sunetul nesolicitant al UMZCH BB este asociat cu ușurința de operare a cascadelor.
Versiunea UMZCH VVS-2011 Ultimate
Specificații amplificator:
Putere mare: 150W/8ohm
Liniaritate ridicată: 0,0002 – 0,0003% (la 20 kHz 100 W / 4 ohmi)
Set complet de unități de service:
Menține tensiunea constantă zero
Compensator de rezistență a firului de curent alternativ
Protecție curentă
Protecție la tensiune de ieșire DC
Pornire lină
Schema electrica
Dispunerea plăcilor de circuite imprimate a fost realizată de un participant la multe proiecte populare LepekhinV (Vladimir Lepekhin). A iesit foarte bine).
Placa de amplificare VVS-2011
Dispozitiv de protecție la pornire
Placă de protecție a amplificatorului AC VVS-2011
Placa de amplificare VHF VVS-2011 a fost proiectata pentru ventilarea tunelului (paralela cu radiatorul). Instalarea tranzistoarelor UN (amplificator de tensiune) și VK (etapă de ieșire) este oarecum dificilă, deoarece montarea/demontarea se face cu o șurubelniță prin orificiile din PP cu un diametru de aproximativ 6 mm. Când accesul este deschis, proiecția tranzistorilor nu intră sub PP, ceea ce este mult mai convenabil. A trebuit sa modific putin placa.
Placa de amplificare
Schema electrică a amplificatorului VVS-2011
Un lucru pe care nu l-am luat în considerare la noile PCB-uri este ușurința de a configura protecția pe placa amplificatorului
C25 = 0,1 nF, R42* = 820 Ohm și R41 = 1 kOhm. Toate elementele SMD sunt situate pe partea de lipit, ceea ce este foarte incomod la instalare, deoarece Va trebui să deșurubați și să strângeți șuruburile care fixează PCB-ul de suporturi și tranzistorii de radiatoare de mai multe ori.
Oferi: R42* 820 Ohm constă din două rezistențe SMD amplasate în paralel, de aici propunerea: lipim imediat un rezistor SMD, lipim celălalt rezistor de ieșire la VT10, o ieșire la bază, cealaltă la emițător, selectăm cel potrivit. Am luat-o și am schimbat ieșirea la SMD, pentru claritate.
Amplificatorul de putere audio de înaltă fidelitate (AMP), dezvoltat în 1989 de Nikolai Sukhov, poate fi numit pe bună dreptate legendar. Pe parcursul dezvoltării sale s-a folosit o abordare profesională, bazată pe cunoștințe și experiență în domeniul circuitelor analogice. Drept urmare, parametrii acestui amplificator s-au dovedit a fi atât de înalți încât nici astăzi acest design nu și-a pierdut relevanța. Acest articol descrie o versiune ușor îmbunătățită a amplificatorului. Îmbunătățirile se reduc la utilizarea unei noi baze de elemente și la utilizarea unui sistem de control cu microcontroler.
Un amplificator de putere (PA) este o parte integrantă a oricărui complex de reproducere a sunetului. Sunt disponibile multe descrieri ale designului unor astfel de amplificatoare. Dar în marea majoritate a cazurilor, chiar și cu foarte caracteristici bune, există o lipsă totală de facilități de serviciu. Dar în zilele noastre, când microcontrolerele s-au răspândit, crearea unui sistem de control suficient de avansat nu este deosebit de dificilă. În același timp, în ceea ce privește funcționalitatea, un dispozitiv de casă poate să nu fie inferior celor mai bune mostre de marcă. O versiune a UMZCH BB cu un sistem de control cu microcontroler este prezentată în Fig. 1:
Orez. 1. Aspectul amplificatorului.
Original Diagrama UMZCH Explozivul are suficienți parametri pentru a se asigura că amplificatorul nu este sursa dominantă de neliniaritate în calea de reproducere a sunetului pe întreaga gamă de puteri de ieșire. Prin urmare, îmbunătățirea în continuare a caracteristicilor nu mai oferă avantaje vizibile.
Cel puțin, calitatea sunetului diferitelor coloane sonore diferă mult mai mult decât calitatea sunetului amplificatoarelor. Pe acest subiect puteți cita din revista „Audio”: „ Există diferențe evidente în categorii precum difuzoare, microfoane, pickup-uri LP, săli de ascultare, spații de studio, săli de concert și mai ales configurațiile de studio și echipamente de înregistrare utilizate de diferite case de discuri. Dacă doriți să auziți diferențe subtile în scena sonoră, comparați înregistrările Delos ale lui John Eargle cu înregistrările Telarc ale lui Jack Renner, nu cu preamplificatoarele. Sau dacă doriți să auziți diferențe subtile în tranziții, comparați înregistrările de jazz de studio dmp cu înregistrările de jazz de studio Chesky, mai degrabă decât două interconexiuni.»
În ciuda acestui fapt, iubitorii de Hi-End continuă să caute sunetul „potrivit”, care afectează și mintea. De fapt, PA este un exemplu de cale liniară foarte simplă. Nivelul actual de dezvoltare a tehnologiei circuitelor face posibilă furnizarea unui astfel de dispozitiv cu parametri suficient de înalți, astfel încât distorsiunile introduse să devină invizibile. Prin urmare, în practică, oricare două PA-uri moderne, cu design neexcentric, sună la fel. Dimpotrivă, dacă o minte are un sunet special, specific, aceasta înseamnă doar un lucru: distorsiunile introduse de o astfel de minte sunt mari și se observă clar la ureche.
Acest lucru nu înseamnă că proiectarea unei minți de înaltă calitate este foarte ușoară. Există multe subtilități, atât circuite cât și design. Dar toate aceste subtilități sunt cunoscute de mult producătorilor serioși de PA, iar erorile grave în designul PA-urilor moderne nu sunt de obicei găsite. Excepție fac amplificatoarele scumpe Hi-End, care sunt adesea foarte prost proiectate. Chiar dacă distorsiunea introdusă de PA este plăcută urechii (cum susțin fanii amplificatoarelor cu tub), aceasta nu are nimic de-a face cu fidelitatea înaltă a reproducerii sunetului.
Pe lângă cerințele tradiționale de bandă largă și liniaritate bună, un PA de înaltă calitate este supus unui număr de cerințe suplimentare. Uneori poți auzi asta pentru uz casnic Este suficientă o putere a amplificatorului de 20-35 W. Dacă vorbim despre puterea medie, atunci această afirmație este adevărată. Dar un semnal muzical real poate avea un nivel de putere maxim care depășește nivel mediu de 10-20 de ori. Prin urmare, pentru a obține o reproducere nedistorsionată a unui astfel de semnal cu o putere medie de 20 W, este necesar să aveți o putere PA de aproximativ 200 W. Iată, de exemplu, concluzia unei evaluări de specialitate pentru amplificatorul descris în: „ Singura critică a fost volumul insuficient al sunetului instrumentelor de percuție mari, care se explică prin puterea insuficientă de ieșire a amplificatorului (120 W vârf într-o sarcină de 4 ohmi).»
Sistemele acustice (AS) reprezintă o sarcină complexă și au o dependență foarte complexă a impedanței de frecvență. La unele frecvențe poate fi de 3 până la 4 ori mai mică decât valoarea nominală. PA trebuie să poată funcționa fără distorsiuni la o astfel de sarcină cu impedanță scăzută. De exemplu, dacă impedanța nominală a sistemului de difuzoare este de 4 ohmi, atunci PA ar trebui să funcționeze normal cu o sarcină de 1 ohm. Acest lucru necesită curenți de ieșire foarte mari, care trebuie luați în considerare la proiectarea PA. Amplificatorul descris îndeplinește aceste cerințe.
Recent, a fost discutat destul de des subiectul impedanței optime de ieșire a amplificatorului din punctul de vedere al minimizării distorsiunii difuzoarelor. Cu toate acestea, acest subiect este relevant doar atunci când proiectați difuzoare active. Filtrele de încrucișare a difuzoarelor pasive sunt proiectate pornind de la presupunerea că sursa de semnal va avea o impedanță de ieșire neglijabil. Dacă PA are o impedanță de ieșire mare, atunci răspunsul în frecvență al unor astfel de difuzoare va fi foarte distorsionat. Prin urmare, nu mai rămâne nimic altceva de făcut decât să furnizeze impedanță scăzută de ieșire pentru PA.
Se poate remarca faptul că noile dezvoltări ale PA iau în principal calea reducerii costurilor, îmbunătățirii fabricabilității designului, creșterea puterii de ieșire, creșterea eficienței și îmbunătățirea calităților consumatorilor. Acest articol se concentrează pe funcțiile de serviciu care sunt implementate datorită unui sistem de control cu microcontroler.
Amplificatorul este realizat intr-o carcasa in format MIDI, dimensiunile sale totale sunt 348x180x270 mm, greutatea este de aproximativ 20 kg. Microcontrolerul încorporat vă permite să controlați amplificatorul folosind o telecomandă IR (împărtășită cu preamplificatorul). În plus, microcontrolerul măsoară și afișează puterea medie și cvasi-vârf de ieșire, temperatura radiatorului, implementează opriri ale temporizatorului și procesează situațiile de urgență. Sistemul de protecție a amplificatorului, precum și controlul pornirii și opririi, sunt implementate cu participarea unui microcontroler. Amplificatorul are o sursă de alimentare separată, care îi permite să fie în modul „STANDBY” atunci când sursele principale de alimentare sunt oprite.
Amplificatorul descris se numește NSM (National Sound Machines), model PA-9000, deoarece numele dispozitivului face parte din designul său și trebuie să fie prezent. Setul implementat de funcții de serviciu în unele cazuri se poate dovedi a fi redundant; pentru astfel de situații, a fost dezvoltată o versiune „minimalistă” a amplificatorului (modelul PA-2020), care are doar un comutator de alimentare și un LED în două culori. pe panoul frontal, iar microcontrolerul încorporat controlează doar procesul de pornire și oprire a alimentării, completează sistemul de protecție și oferă controlul de la distanță al modului „STANDBY”.
Toate comenzile și indicațiile amplificatorului sunt situate pe panoul frontal. A ei aspect iar scopul comenzilor este prezentat în Fig. 2:
Orez. 2. Panoul frontal al amplificatorului.
| 1 - LED pentru pornirea consumatorilor externi EXT | 9 - butonul minus |
| 2 - LED de alimentare DUTY | 10 - butonul de indicare a puterii de vârf PEAK |
| 3 - buton pentru a comuta în modul standby STANDBY | 11 - Buton de indicare TIMER |
| 4 - Buton POWER | 12 - buton de indicare a temperaturii°C |
| 5 - LED-ul de alimentare principal MAIN | 13 - buton plus |
| 6 - LED pentru funcționare normală OPERAȚI | 14 - eroare canal stânga LED FAIL L |
| 7 - comutator de sarcina LED LOAD | 15 - eroare canal dreapta LED FAIL R |
| 8 - afișaj |
Butonul de pornire asigura deconectarea completa a amplificatorului de la retea. Din punct de vedere fizic, acest buton deconectează de la rețea doar sursa de alimentare de așteptare; în consecință, poate fi proiectat pentru un curent mic. Sursele principale de alimentare sunt pornite folosind relee, ale căror înfășurări sunt alimentate de la o sursă de așteptare. Prin urmare, atunci când butonul „POWER” este dezactivat, toate circuitele amplificatorului sunt garantate dezactivate.
Când butonul POWER este pornit, amplificatorul este complet pornit. Procesul de comutare are loc după cum urmează: sursa de așteptare este pornită imediat, așa cum demonstrează LED-ul sursei de alimentare de așteptare „DUTY”. După un timp necesar pentru resetarea microcontrolerului, alimentarea este pornită la prizele externe și LED-ul „EXT” se aprinde. Apoi LED-ul „PRINCIPAL” se aprinde și are loc prima etapă de pornire a surselor principale. Inițial, transformatoarele principale sunt pornite prin rezistențe de limitare, care împiedică curentul inițial de pornire din cauza condensatoarelor de filtru descărcate. Condensatorii se încarcă treptat, iar când tensiunea de alimentare măsurată atinge un prag stabilit, rezistențele de limitare sunt îndepărtate din circuit. În același timp, LED-ul „OPERATE” se aprinde. Dacă în timpul alocat tensiunea de alimentare nu a atins pragul setat, procesul de pornire a amplificatorului este întrerupt și se aprinde o indicație de alarmă. Dacă pornirea surselor principale a avut succes, microcontrolerul verifică starea sistemului de protecție. În absența situațiilor de urgență, microcontrolerul permite pornirea releului de sarcină și LED-ul „ÎNCĂRCARE” se aprinde.
butonul STANDBY controlează modul de așteptare. O apăsare scurtă a butonului pune amplificatorul în modul de așteptare sau, dimpotrivă, pornește amplificatorul. În practică, poate fi necesar să porniți prizele externe în timp ce lăsați PA în modul de așteptare. Acest lucru este necesar, de exemplu, atunci când ascultați coloane sonore pe telefoane stereo sau când dublați fără control al sunetului. Prizele externe pot fi pornite și oprite independent cu apăsarea lungă (până la semnalul sonor) pe butonul „STANDBY”. Opțiunea când PA este pornit și prizele sunt oprite nu are sens, așa că nu este implementată.
Panoul frontal conține un digital din 4 cifre afişași 5 butoane de control al afișajului. Afișajul poate funcționa în următoarele moduri (Fig. 3a):
- dezactivat
- afișarea puterii medii de ieșire [W]
- indicarea puterii de ieșire cvasi-vârf
- Indicație de stare a temporizatorului [M]
- Afișarea temperaturii radiatorului [°C]
Orez. 3. Opțiuni de afișare.
butonul PEAK pornește afișajul puterii de ieșire și comută între modurile de putere medie/cvasi-vârf. În modul de indicare a puterii de ieșire, „W” se aprinde pe afișaj, iar pentru puterea cvasi-vârf, se aprinde și „PEAK”. Puterea de ieșire este indicată în wați cu o rezoluție de 0,1 wați. Măsurarea se face prin înmulțirea curentului și tensiunii pe sarcină, astfel încât citirile sunt valabile pentru orice valoare admisă a rezistenței la sarcină. Țineți apăsat butonul PEAK până când un bip oprește afișajul. Oprirea afișajului, precum și comutarea acestuia între diferite moduri de afișare, au loc fără probleme (o imagine „curge” în alta). Acest efect este implementat în software.
Butonul TIMER afișează starea curentă a temporizatorului, iar litera „M” se aprinde. Cronometrul vă permite să setați un interval de timp după care amplificatorul intră în modul de așteptare și prizele externe sunt oprite. Trebuie remarcat faptul că atunci când utilizați această funcție, alte componente ale complexului trebuie să permită oprirea alimentării „din mers”. Pentru un tuner și un CD player, acest lucru este de obicei acceptabil, dar pentru unele casete, atunci când alimentarea este oprită, este posibil ca CVL să nu intre în modul „STOP”. Aceste dispozitive nu pot fi oprite în timpul redării sau înregistrării. Cu toate acestea, printre dispozitivele de marcă astfel de pachete sunt extrem de rare. Dimpotrivă, majoritatea punților au un comutator „Timer”, care are 3 poziții: „Off”, „Record” și „Play”, care vă permite să porniți imediat modul de redare sau înregistrare, pur și simplu pornind alimentarea. De asemenea, puteți dezactiva aceste moduri prin simpla deconectare a alimentării. Temporizatorul amplificatorului poate fi programat la următoarele intervale (Fig. 3b): 5, 15, 30, 45, 60, 90 și 120 de minute. Dacă cronometrul nu este utilizat, acesta trebuie setat pe „OFF”. Este în această stare imediat după pornirea alimentării.
Este setat intervalul cronometrului butoanele „+” și „-”.în modul de afișare a temporizatorului. Dacă temporizatorul este pornit, LED-ul „TIMER” este întotdeauna aprins pe afișaj, iar pornirea indicației temporizatorului arată starea actuală reală, de exemplu. cate minute au mai ramas pana la oprire? Într-o astfel de situație, intervalul poate fi prelungit prin apăsarea butonului „+”.
butonul „°C”. pornește afișajul temperaturii radiatoarelor, iar simbolul „°C” se aprinde. Fiecare radiator are un termometru separat, dar valoarea maximă a temperaturii este afișată pe afișaj. Aceleași termometre sunt folosite pentru a controla ventilatorul și pentru protecția temperaturii tranzistoarelor de ieșire ale amplificatorului.
Pentru indicarea accidentului Există două LED-uri pe panoul frontal: „FAIL LEFT” și „FAIL RIGHT”. Când protecția este declanșată, LED-ul corespunzător se aprinde pe unul dintre canalele PA, iar pe afișaj este indicată litera denumirea cauzei accidentului (Fig. 3c). În acest caz, amplificatorul intră în modul standby. Amplificatorul implementează următoarele tipuri de protecție:
- protecție la supracurent în treapta de ieșire
- Protecție la ieșire DC
- protecția întreruperii sursei de alimentare
- protecție împotriva pierderii tensiunii de rețea
- protecție împotriva supraîncălzirii tranzistorilor de ieșire
Reacționează la componenta DC a tensiunii de ieșire PA, mai mare de 2 V. Protejează difuzoarele și este implementată și în hardware. Indicat pe afișaj ca „dcF”.
Reacționează la o scădere a tensiunii de alimentare a oricărui braț sub un nivel specificat. O încălcare semnificativă a simetriei tensiunilor de alimentare poate provoca apariția unei componente constante la ieșirea PA, ceea ce este periculos pentru sistemul de difuzoare. Indicat pe afișaj ca „UF”.
Reacționează la pierderea mai multor perioade de tensiune de rețea la rând. Scopul acestei protecții este de a opri sarcina înainte ca tensiunea de alimentare să scadă și să înceapă un tranzitoriu. Implementat în hardware, microcontrolerul își citește doar starea. Indicat pe afișaj ca „prF”.
protectie la supraincalzire tranzistoarele de ieșire sunt implementate în software; utilizează informații de la termometrele care sunt instalate pe radiatoare. Indicat pe afișaj ca „tF”.
Mintea are capacitatea telecomandă . Deoarece nu sunt necesare multe butoane de control, se folosește aceeași telecomandă ca și pentru controlul preamplificatorului. Această telecomandă funcționează în standardul RC-5 și are trei butoane concepute special pentru controlul PA. Butonul „STANDBY” dublează complet butonul similar de pe panoul frontal. Butonul „DISPLAY” vă permite să comutați modul de afișare într-un inel (Fig. 3a). Țineți apăsat butonul DISPLAY până când un bip oprește afișajul. Butonul „MODE” vă permite să schimbați intervalul de timp al temporizatorului (Fig. 3b), adică. înlocuiește butoanele „+” și „-”.
Pe panoul din spate amplificator (Fig. 4) există prize instalate pentru alimentarea altor componente ale complexului. Aceste prize au o oprire independentă, care vă permite să opriți alimentarea întregului complex cu ajutorul telecomenzii.
Orez. 4. Panoul din spate al amplificatorului.
După cum sa menționat mai devreme, baza amplificatorului descris este circuitul UMZCH VV al lui Nikolai Sukhov, care este descris în. Principiile de bază ale construirii unei minți de înaltă fidelitate sunt expuse în. Diagramă schematică placa principală a amplificatorului prezentat în Fig. 5.
latime=710>
Orez. 5. Schema schematică a plăcii principale a amplificatorului.
În comparație cu designul inițial, au fost aduse modificări minore la amplificator. Aceste modificări nu sunt fundamentale și reprezintă în principal o tranziție la o bază de elemente mai noi.
Schimbat circuit de stabilizare a temperaturii curentului de repaus. În designul original, împreună cu tranzistoarele de ieșire, pe radiatoare a fost instalat un tranzistor - un senzor de temperatură, care stabilește tensiunea de polarizare a etapei de ieșire. În acest caz, a fost luată în considerare doar temperatura tranzistoarelor de ieșire. Dar temperatura tranzistoarelor pre-terminale, datorită puterii destul de mari disipate de aceștia, a crescut semnificativ și în timpul funcționării. Deoarece acești tranzistori au fost montați pe radiatoare mici, separate, temperatura lor ar putea fluctua destul de dramatic, de exemplu din cauza schimbărilor în disiparea puterii sau chiar din cauza curenților de aer externi. Acest lucru a dus la aceleași fluctuații bruște ale curentului de repaus. Și orice alt element al PA poate deveni destul de fierbinte în timpul funcționării, deoarece sursele de căldură sunt situate într-un singur caz (radiatoare ale tranzistorilor de ieșire, transformatoare etc.). Acest lucru este valabil și pentru primii tranzistori de urmărire cu emițător compozit, care nu aveau deloc radiatoare. Ca rezultat, curentul de repaus ar putea crește de mai multe ori atunci când PA se încălzește. O soluție la această problemă a fost propusă de Alexey Belov.
De obicei, pentru a stabiliza temperatura curentului de repaus al treptelor de ieșire PA, se utilizează următorul circuit (Fig. 6a):
Orez. 6. Schema de stabilizare a temperaturii curentului de repaus.
Tensiunea de polarizare este aplicată punctelor A și B. Este alocată pe o rețea cu două terminale, care constă din tranzistorul VT1 și rezistențele R1, R2. Tensiunea de polarizare inițială este stabilită de rezistența R2. Tranzistorul VT1 este de obicei montat pe un radiator comun cu VT6, VT7. Stabilizarea se efectuează după cum urmează: atunci când tranzistoarele VT6, VT7 sunt încălzite, căderea bază-emițător scade, ceea ce, la o tensiune de polarizare fixă, duce la o creștere a curentului de repaus. Dar, împreună cu acești tranzistori, se încălzește și VT1, ceea ce determină o scădere a căderii de tensiune pe rețeaua cu două terminale, adică. scăderea curentului de repaus. Dezavantajul acestei scheme este că nu se ia în considerare temperatura de tranziție a tranzistoarelor rămase incluse în adeptul emițătorului compozit. Pentru a ține cont, trebuie cunoscută temperatura de joncțiune a tuturor tranzistorilor. Cea mai ușoară cale este să o faci la fel. Pentru a face acest lucru, este suficient să instalați toate tranzistoarele incluse în adeptul emițătorului compozit pe un radiator comun. Mai mult, pentru a obține un curent de repaus care nu depinde de temperatură, tensiunea de polarizare a emițătorului compozit trebuie să aibă un coeficient de temperatură același cu cel al șase joncțiuni p-n conectate în serie. Aproximativ, putem presupune că căderea de tensiune directă pe joncțiunea pn scade liniar cu un coeficient K aproximativ egal cu 2,3 mV/°C. Pentru un adept de emițător compozit, acest coeficient este 6*K. Pentru a asigura un astfel de coeficient de temperatură al tensiunii de polarizare este sarcina unei rețele cu două terminale, care este conectată între punctele A și B. Rețeaua cu două terminale prezentată în Fig. 6a, are un coeficient de temperatură egal cu (1+R2/R1)*K. La reglarea curentului de repaus cu rezistența R2, se modifică și coeficientul de temperatură, ceea ce nu este în întregime corect. Cea mai simplă soluție practică este circuitul prezentat în Fig. 6b. În acest circuit, coeficientul de temperatură este egal cu (1+R3/R1)*K, iar curentul inițial de repaus este stabilit de poziția cursorului rezistorului R2. Căderea de tensiune la rezistorul R2, care este șuntat de o diodă, poate fi considerată aproape constantă. Prin urmare, reglarea curentului inițial de repaus nu afectează coeficientul de temperatură. Cu un astfel de circuit, atunci când PA se încălzește, curentul de repaus se modifică cu cel mult 10-20%. Pentru ca toți tranzistoarele dintr-un emițător de urmărire compozit să fie plasate pe un radiator comun, acestea trebuie să aibă pachete adecvate pentru montarea pe radiator (tranzistoarele din pachetele TO-92 nu sunt potrivite). Prin urmare, în PA sunt folosite și alte tipuri de tranzistoare, în același timp și altele mai moderne.
În circuitul amplificator (Fig. 5), circuitul cu două terminale pentru stabilizarea temperaturii curentului de repaus este șuntat de condensatorul C12. Acest condensator este opțional, deși nici nu dăunează. Faptul este că între bazele tranzistoarelor adeptului emițătorului compozit este necesar să se asigure o tensiune de polarizare, care trebuie să fie constantă pentru curentul de repaus selectat și independentă de semnalul amplificat. Pe scurt, componenta alternativă a tensiunii pe rețeaua cu două terminale, precum și pe rezistențele R26 și R29 (Fig. 5) ar trebui să fie egală cu zero. Prin urmare, toate aceste elemente pot fi ocolite cu condensatori. Dar din cauza rezistenței dinamice scăzute a rețelei cu două terminale, precum și a valorilor scăzute ale rezistenței acestor rezistențe, prezența condensatoarelor de șunt are un efect foarte slab. Prin urmare, aceste capacități nu sunt necesare, mai ales că pentru a ocoli R26 și R29, ratingurile lor trebuie să fie destul de mari (aproximativ 1 μF și, respectiv, 10 μF).
Tranzistoare de ieșire PA-urile sunt înlocuite cu tranzistoarele KT8101A, KT8102A, care au o frecvență de tăiere mai mare a coeficientului de transfer de curent. La tranzistoarele de mare putere, efectul unei scăderi a coeficientului de transfer de curent cu o creștere a curentului de colector este destul de pronunțat. Acest efect este extrem de nedorit pentru PA, deoarece aici tranzistoarele trebuie să funcționeze la curenți mari de ieșire. Modularea coeficientului de transfer de curent duce la o deteriorare semnificativă a liniarității etajului de ieșire a amplificatorului. Pentru a reduce influența acestui efect, se folosește conexiunea paralelă a două tranzistoare în treapta de ieșire (și acesta este minimul care poate fi permis).
La conectarea tranzistoarelor în paralel, pentru a reduce influența răspândirii parametrilor lor și pentru a egaliza curenții de funcționare, se folosesc rezistențe de emitere separate. Pentru funcționarea normală a sistemului de protecție la supracurent, a fost adăugat un circuit pentru a izola valoarea maximă a tensiunii pe diodele VD9 - VD12 (Fig. 5), deoarece acum este necesar să eliminați căderea nu de la două, ci de la patru rezistențe emițătoare.
Alte tranzistoare emițător de urmărire compozit - acestea sunt KT850A, KT851A (carcasă TO-220) și KT940A, KT9115A (carcasă TO-126). Circuitul de stabilizare a curentului de repaus utilizează un tranzistor compozit KT973A (pachet TO-126).
S-a făcut și înlocuirea OU la altele mai moderne. Amplificatorul operațional principal U1 este înlocuit cu AD744, care are viteză crescută și liniaritate bună. Amplificatorul operațional U2, care funcționează în circuitul pentru menținerea potențialului zero la ieșirea UMZCH, este înlocuit cu OP177, care are un offset de zero scăzut (nu mai mult de 15 µV). Acest lucru a făcut posibilă eliminarea rezistenței de tăiere pentru reglarea polarizării. Trebuie remarcat faptul că, datorită particularităților designului circuitului AD744, amplificatorul operațional U2 trebuie să furnizeze o tensiune de ieșire apropiată de tensiunea de alimentare (pinul 8 al amplificatorului operațional AD744 în ceea ce privește tensiunea constantă este doar doi joncțiune p-n). Prin urmare, nu toate tipurile de amplificatoare operaționale de precizie vor fi potrivite. Ca ultimă soluție, puteți utiliza un rezistor „pull-up” de la ieșirea amplificatorului operațional la –15 V. Amplificatorul operațional U3, care funcționează în circuitul de compensare a impedanței firelor de conectare a difuzoarelor, este înlocuit cu AD711 . Parametrii acestui amplificator operațional nu sunt atât de critici, așa că a fost ales un amplificator operațional ieftin, cu viteză suficientă și un offset de zero destul de mic.
La circuit se adaugă divizoare de rezistență R49 – R51, R52 – R54 și R47, R48, care sunt utilizate pentru a elimina semnalele de curent și tensiune pentru circuitul de măsurare a puterii.
Implementarea sa schimbat lanțuri de pământ. Deoarece fiecare canal de amplificator este acum complet asamblat pe o singură placă, nu este nevoie de mai multe fire de împământare care trebuie conectate la un singur punct de pe șasiu. Topologie specială placă de circuit imprimat asigură cablarea în formă de stea a circuitelor de pământ. Steaua de pământ este conectată printr-un conductor la borna comună a sursei de alimentare. Trebuie remarcat faptul că această topologie este potrivită numai cu surse de alimentare complet separate pentru canalele din stânga și din dreapta.
În circuitul original al amplificatorului, bucla de feedback AC acoperă ambele contacte releu, care conectează sarcina. Această măsură a fost luată pentru a reduce influența neliniarității contactului. Cu toate acestea, acest lucru poate cauza probleme cu funcționarea protecției constante a componentelor. Faptul este că atunci când amplificatorul este pornit, alimentarea este furnizată înainte ca releul de sarcină să se pornească. În acest moment, un semnal poate fi prezent la intrarea PA, iar coeficientul de transmisie al amplificatorului din cauza buclei de feedback întrerupte este foarte mare. În acest mod, PA limitează semnalul, iar circuitul de compensare a tensiunii de polarizare este în general incapabil să mențină o componentă DC zero la ieșirea PA. Prin urmare, chiar înainte de a conecta sarcina, se poate descoperi că există o componentă constantă la ieșirea PA, iar apoi sistemul de protecție va funcționa. Este foarte ușor să eliminați acest efect dacă utilizați un releu cu contacte comutatoare.
Contactele normal închise trebuie să închidă bucla OOS în același mod ca contactele normal deschise. În acest caz, când releul este activat, feedback-ul este întrerupt doar pentru un timp foarte scurt, timp în care toate contactele releului sunt deschise. În acest timp, protecția relativ inerțială pentru componenta constantă nu are timp să funcționeze. În fig. Figura 7 prezintă procesul de comutare a releului înregistrat cu un osciloscop digital. După cum se poate vedea, la 4 ms după aplicarea tensiunii la bobina releului, contacte normal închise deschis. După încă aproximativ 3 ms, contactele normal deschise se închid (cu un zgomot vizibil care durează aproximativ 0,7 ms). Astfel, contactele sunt în „flight” pentru aproximativ 3 ms, iar în acest timp feedback-ul va fi întrerupt.
Orez. 7. Procesul de comutare a releului AJS13113.
Circuit de protectie complet reproiectat (Fig. 8). Acum se află pe placa principală. Astfel, fiecare canal are propriul său circuit independent. Acest lucru este oarecum redundant, dar fiecare placă principală este complet autonomă și este un amplificator mono complet. Unele dintre funcțiile de protecție sunt realizate de microcontroler, dar pentru a crește fiabilitatea, un set suficient de ele este implementat în hardware. În principiu, placa de amplificare poate funcționa fără microcontroler. Deoarece PA are o sursă de alimentare separată de așteptare, circuitul de protecție este alimentat de la acesta (la nivel de +12V). Acest lucru face ca comportamentul circuitului de protecție să fie mai previzibil în cazul unei defecțiuni a uneia dintre sursele principale de alimentare.
latime=710>
Desenul nu se potrivește pe pagină și, prin urmare, este comprimat!
Pentru a o vizualiza integral, faceți clic pe .
Orez. 8. Circuit de protecție a amplificatorului.
Protecție la supracurent include un declanșator asamblat pe tranzistoarele VT3, VT4 (Fig. 5), care se pornește când tranzistorul VT13 se deschide. VT13 primește un semnal de la senzorul de curent și se deschide când curentul atinge valoarea setată cu ajutorul rezistenței de reglare R30. Declanșatorul oprește generatoarele de curent VT5, VT6, ceea ce duce la blocarea tuturor tranzistoarelor adeptului emițătorului compozit. Tensiunea de ieșire zero este menținută în acest mod folosind rezistența R27 (Fig. 5). În plus, starea declanșatorului este citită prin lanțul VD13, R63 (Fig. 8), iar atunci când este pornit, este setat un nivel logic scăzut la intrările elementului logic U4D. Tranzistorul VT24 oferă o ieșire colector deschis pentru semnalul IOF (I Out Fail), care este interogat de microcontroler.
Protecție DC implementat pe tranzistoarele VT19 – VT22 și elementele logice U4B, U4A. Semnalul de la ieșirea amplificatorului prin divizorul R57, R59 este alimentat la filtrul trece-jos R58C23 cu o frecvență de tăiere de aproximativ 0,1 Hz, care selectează componenta constantă a semnalului. Dacă apare o componentă constantă de polaritate pozitivă, atunci tranzistorul VT19, conectat conform circuitului OE, se deschide. El, la rândul său, deschide tranzistorul VT22 și apare un nivel logic ridicat la intrările elementului logic U4B. Dacă apare o componentă constantă de polaritate negativă, atunci tranzistorul VT21, conectat la OB, se deschide. Această asimetrie este o măsură necesară asociată cu alimentarea unipolară a circuitului de protecție. Pentru a crește coeficientul de transfer de curent, a fost utilizată conexiunea cascode a tranzistoarelor VT21, VT20 (OB - OK). Apoi, ca și în primul caz, se deschide tranzistorul VT22 etc. Tranzistorul VT23 este conectat la ieșirea elementului logic U4A, care oferă o ieșire colector deschis pentru semnalul DCF (DC Fail).
Protecție împotriva căderii de curent conţine un redresor auxiliar (Fig. 13) VD1, VD2 (VD3, VD4), care are un filtru anti-aliasing cu o constantă de timp foarte mică. Dacă mai multe perioade de tensiune de rețea se defectează la rând, tensiunea de ieșire a redresorului scade și un nivel logic scăzut este setat la intrările elementului logic U4C (Fig. 8).
Semnalele logice de la cele trei circuite de protecție descrise mai sus sunt furnizate elementului „SAU” U5C, a cărui ieșire este generată la un nivel logic scăzut dacă oricare dintre circuite este declanșat. În acest caz, condensatorul C24 este descărcat prin dioda VD17 și apare un nivel logic scăzut la intrările elementului logic U5B (tot la ieșirea U5A). Acest lucru face ca tranzistorul VT27 să se închidă și releul K1 să se oprească. Lanțul R69C24 oferă o anumită întârziere minimă la pornirea alimentării în cazul în care microcontrolerul, dintr-un motiv oarecare, nu generează întârzierea inițială. Tranzistorul VT25 oferă o ieșire colector deschis pentru semnalul OKL (OK stânga) sau OKR (OK dreapta). Microcontrolerul poate interzice pornirea releului. În acest scop, este instalat un tranzistor VT26. Această caracteristică este necesară pentru a implementa protecția software împotriva supraîncălzirii, o întârziere software pentru pornirea releului și pentru a sincroniza funcționarea sistemelor de protecție a canalului stâng și drept.
Interacțiunea microcontrolerului cu circuitul de protecție hardware următoarele: când amplificatorul este pornit, după ce tensiunea de alimentare a atins valoarea nominală, microcontrolerul interogează semnalele de pregătire pentru protecția hardware OKL și OKR. În tot acest timp, pornirea releului este interzisă de microcontroler prin menținerea semnalului ENB (Activare) într-o stare de nivel logic ridicat. De îndată ce microcontrolerul primește semnalele gata, acesta creează o întârziere și permite pornirea releului. În timpul funcționării amplificatorului, microcontrolerul monitorizează constant semnalul de pregătire. Dacă un astfel de semnal dispare pentru unul dintre canale, microcontrolerul elimină semnalul ENB, dezactivând astfel releul pe ambele canale. Apoi interogează semnalele de stare de securitate pentru a identifica canalul și tipul de securitate.
protectie la supraincalzire implementat în întregime în software. Dacă radiatoarele se supraîncălzi, microcontrolerul elimină semnalul ENB, ceea ce determină oprirea releului de sarcină. Pentru a măsura temperatura, la fiecare radiator este atașat un termometru DS1820 de la Dallas. Protecția este declanșată atunci când caloriferele ating o temperatură de 59,8 °C. Puțin mai devreme, la o temperatură de 55,0 °C, pe afișaj apare un mesaj preliminar despre supraîncălzire - temperatura radiatoarelor este afișată automat. Amplificatorul repornește automat când radiatoarele se răcesc la 35,0 °C. Pornirea caloriferelor la temperaturi mai ridicate este posibilă numai manual.
Pentru a îmbunătăți condițiile de răcire a elementelor din interiorul carcasei amplificatorului, o dimensiune mică ventilator, care se află pe panoul din spate. Se folosește un ventilator cu un motor DC fără perii cu o tensiune nominală de alimentare de 12 V, conceput pentru a răci procesorul computerului. Deoarece funcționarea ventilatorului creează zgomot, care poate fi observat în timpul pauzelor, se folosește un algoritm de control destul de complex. Când temperatura radiatorului este de 45,0 °C, ventilatorul începe să funcționeze, iar când radiatoarele se răcesc la 35,0 °C, ventilatorul se oprește. Când puterea de ieșire este mai mică de 2 W, funcționarea ventilatorului este interzisă, astfel încât zgomotul acestuia să nu fie vizibil. Pentru a preveni pornirea și oprirea periodică a ventilatorului atunci când puterea de ieșire fluctuează în jurul valorii de prag, timpul minim de oprire a ventilatorului este limitat de software la 10 secunde. La o temperatură a radiatorului de 55,0 °C și peste, ventilatorul funcționează fără oprire, deoarece această temperatură este apropiată de temperatura de urgență. Dacă ventilatorul a pornit în timp ce amplificatorul funcționa, atunci când intră în modul „STANDBY”, dacă temperatura radiatoarelor este peste 35,0 °C, ventilatorul continuă să funcționeze chiar și la putere de ieșire zero. Acest lucru permite amplificatorului să se răcească rapid.
Protecția întreruperii sursei de alimentare implementat de asemenea în întregime în software. Microcontrolerul, folosind un ADC, monitorizează tensiunile de alimentare ale ambelor canale ale amplificatorului. Această tensiune este furnizată procesorului de la plăcile principale prin rezistențele R55, R56 (Fig. 8).
Sursele principale de alimentare sunt pornite în etape. Acest lucru este necesar pentru că sarcina redresoarelor este complet descărcată de condensatori de filtru, iar atunci când sunt pornite brusc, va exista o creștere puternică a curentului. Această supratensiune este periculoasă pentru diodele redresoare și poate cauza arderea siguranțelor. Prin urmare, atunci când amplificatorul este pornit, releul K2 se închide mai întâi (Fig. 12), iar transformatoarele sunt conectate la rețea prin rezistențele de limitare R1 și R2. În acest moment, pragul pentru tensiunile de alimentare măsurate este setat de software la ±38 V. Dacă acest prag de tensiune nu este atins în potriveste ora, procesul de comutare este întrerupt. Acest lucru poate apărea dacă curentul consumat de circuitul amplificatorului crește semnificativ (amplificatorul este deteriorat). În acest caz, indicația de întrerupere a sursei de alimentare „UF” este activată.
Dacă se atinge pragul de ±38 V, atunci releul K3 este activat (Fig. 12), care exclude rezistențele din circuitele primare ale transformatoarelor principale. Apoi pragul este redus la ±20 V, iar microcontrolerul continuă să monitorizeze tensiunile de alimentare. Dacă în timpul funcționării amplificatorului tensiunea de alimentare scade sub ±20 V, protecția este declanșată și amplificatorul este oprit. Reducerea pragului în funcționare normală este necesară pentru ca atunci când tensiunea de alimentare scade sub sarcină, protecția să nu se declanșeze fals.
Diagramă schematică plăci de procesor prezentat în Fig. 9. Baza procesorului este un microcontroler U1 tip AT89C51 de la Atmel, care rulează pe frecvența ceasului 12 MHz. Pentru a crește fiabilitatea sistemului, este utilizat supervizorul U2, care are un temporizator și un monitor de putere încorporat. Pentru a reseta temporizatorul watchdog, se folosește o linie WD separată, pe care un semnal periodic este generat de software. Programul este construit în așa fel încât acest semnal să fie prezent numai dacă se execută gestionarea întreruperii temporizatorului și bucla principală a programului. În caz contrar, timer-ul watchdog va reseta microcontrolerul.
latime=710>
Desenul nu se potrivește pe pagină și, prin urmare, este comprimat!
Pentru a o vizualiza integral, faceți clic pe .
Orez. 9. Schema schematică a plăcii procesorului.
Display-ul este conectat la procesor folosind o magistrală de 8 biți (sockets XP4 - XP6). Pentru a porți registrele plăcii de afișare se folosesc semnalele C0..C4, care sunt generate de decodorul de adrese U4. Registrul U3 este blocarea octetului de adresă scăzută, sunt utilizați doar biții A0, A1, A2. Octetul mare al adresei nu este folosit deloc, ceea ce eliberează portul P2 pentru alte scopuri.
Când apăsați butoanele de control, semnalele sonore sunt generate programatic. Pentru a face acest lucru, utilizați linia BPR la care comutator tranzistor VT1, încărcat pe un emițător dinamic HA1.
Plăcile principale de canal din stânga și dreapta sunt conectate la placa procesorului folosind conectorii XP1 și, respectiv, XP2. Prin intermediul acestor conectori, procesorul primește semnalele de stare ale sistemului de protecție la supracurent IOF și protecția DC la ieșirea amplificatorului DCF. Aceste semnale sunt comune canalelor stânga și dreapta, iar combinarea lor este posibilă datorită ieșirilor circuitului de protecție a colectorului deschis. Semnalele de pregătire a sistemului de protecție OKL și OKR sunt separate de canale, astfel încât procesorul să poată identifica canalul în care a fost declanșat circuitul de protecție. Semnalul ENB, care vine de la procesor către sistemul de protecție, permite pornirea releului de sarcină. Acest semnal este comun celor două canale, care sincronizează automat funcționarea celor două relee.
Liniile TRR și TRL sunt folosite pentru a citi termometrele instalate pe radiatoarele din canalul din dreapta și, respectiv, din stânga. Temperatura măsurată de termometre poate fi afișată pe afișaj dacă este activat modul de afișare corespunzător. Valoarea maximă a temperaturii celor două este afișată pentru canalele din stânga și din dreapta. Valoarea măsurată este folosită și pentru implementare software protectie la supraincalzire.
În plus, conectorii XP1 și XP2 conțin semnale WUR, WIR, WUL și WIL, care sunt utilizate de circuitele de măsurare a puterii de ieșire.
Placa procesorului este alimentată de la o sursă de așteptare prin conectorul XP3. Pentru alimentarea cu energie sunt utilizate 4 niveluri: ±15 V, +12 V și +5 V. Nivelurile de ±15 V sunt oprite la intrarea în modul standby, iar nivelurile rămase sunt întotdeauna prezente. Consumul de la nivelurile de +5 V și +12 V în modul standby este minimizat datorită opririi software-ului consumatorilor principali. În plus, prin acest conector, sunt trimise mai multe semnale logice de control către sursa de alimentare de așteptare: PEN - controlează sursa de alimentare de așteptare, REX - pornește releul de priză externă, RP1 și RP2 - pornește releul principal de alimentare, FAN - pornește ventilatorul. Circuitele de protecție situate pe plăcile principale sunt alimentate de la placa procesorului la +12 V, iar placa de afișare este alimentată la +5 V.
Pentru a măsura puterea de ieșire și a monitoriza tensiunile de alimentare, se folosește un ADC U6 de 12 biți tip AD7896 de la Analog Devices. Un canal ADC nu este suficient, așa că la intrare este folosit un comutator U5 (ar fi și mai bine să folosiți un ADC cu 8 canale, de exemplu, tip AD7888). Datele sunt citite de la ADC în formă serială. Liniile SDATA (date seriale) și SCLK (ceas) sunt utilizate în acest scop. Procesul de conversie este pornit programatic de semnalul START. REF195 (U7) a fost folosit ca sursă de referință și, în același timp, un regulator de tensiune pentru alimentarea ADC. Deoarece tensiunea de alimentare de ±15 V este oprită în modul standby, toate semnalele logice sunt conectate la ADC prin rezistențele R9 - R11, care limitează posibilele supratensiuni de curent la trecerea în modul standby și înapoi.
Din cele opt intrări ale comutatorului, șase sunt folosite: două pentru măsurarea puterii, patru pentru monitorizarea tensiunilor de alimentare. Canalul dorit este selectat folosind linii de adresă AX0, AX1, AX2.
Sa luam in considerare circuit de măsurare a puterii canalul stâng. Circuitul aplicat asigură multiplicarea curentului și tensiunii de sarcină, astfel încât impedanța sarcinii este luată în considerare automat, iar citirile corespund întotdeauna cu puterea activă reală din sarcină. Prin divizoarele de rezistență R49 - R54 situate pe placa principală (Fig. 5), tensiunea de la senzorii de curent (rezistoarele emițătoare ale tranzistoarelor de ieșire) este furnizată amplificatorului diferențial U8A (Fig. 9), care produce semnalul de curent. De la ieșirea U8A, prin rezistența de reglare R17, semnalul este furnizat la intrarea Y a multiplicatorului analogic U9 tip K525PS2. Semnalul de tensiune este pur și simplu eliminat din divizor și alimentat la intrarea X a multiplicatorului analogic. La ieșirea multiplicatorului este instalat un filtru trece-jos R18C13, care produce un semnal proporțional cu puterea de ieșire cvasi-vârf cu un timp de integrare de aproximativ 10 ms. Acest semnal ajunge la una dintre intrările comutatorului, apoi la ADC. Dioda VD1 protejează intrarea comutatorului de tensiune negativă.
Pentru a compensa offset-ul inițial de zero al multiplicatorilor, atunci când amplificatorul este pornit (când releul de sarcină nu este încă pornit și puterea de ieșire este zero), are loc procesul de autocalibrare zero. Tensiunea offset măsurată la munca in continuare se scade din citirile ADC.
Puterea în canalele stânga și dreapta este măsurată separat și este indicată valoarea maximă pentru canale. Deoarece indicatorul trebuie să afișeze atât puterea de ieșire cvasi-vârf, cât și puterea medie, iar valorile afișate trebuie să fie ușor de înțeles, valorile măsurate folosind un ADC sunt supuse procesării software. Caracteristicile de sincronizare ale unui contor de nivel de putere sunt caracterizate de timpul de integrare și timpul de zbor înapoi. Pentru un contor de putere cvasi-vârf, timpul de integrare este stabilit de lanțul de filtrare hardware și este de aproximativ 10 ms. Contorul mediu de putere diferă doar prin timpul de integrare crescut, care este implementat în software. Când se calculează puterea medie, se utilizează o medie mobilă de 256 de puncte. Timpul de întoarcere în ambele cazuri este stabilit de software. Pentru ușurința citirii, acest timp ar trebui să fie relativ lung. În acest caz, mișcarea inversă a indicatorului se realizează prin scăderea a 1/16 din codul de putere curent o dată la 20 ms. În plus, atunci când se indică, valorile de vârf sunt menținute timp de 1,4 secunde. Deoarece actualizarea prea frecventă a citirilor indicatorului nu este percepută bine, actualizarea are loc la fiecare 320 ms. Pentru a nu rata următorul vârf și a-l afișa sincron cu semnalul de intrare, atunci când este detectat un vârf, are loc o actualizare extraordinară a citirilor.
După cum s-a menționat mai sus, PA împărtășește un comun cu preamplificatorul telecomandă, care funcționează în standardul RC-5. Receptorul sistemului de telecomandă de tip SFH-506 se află pe panoul de afișare. De la ieșirea fotodetectorului, semnalul este trimis la intrarea SER (INT1) a microcontrolerului. Decodificarea codului RC-5 se face în software. Numărul sistemului utilizat este 0AH, butonul „STANDBY” are codul 0CH, butonul „DISPLAY” este 21H, butonul „MODE” este 20H. Dacă este necesar, aceste coduri pot fi modificate cu ușurință, deoarece se folosește un tabel de conversie, care poate fi găsit la sfârșit text sursă programe de microcontroler.
Pe panou de afișare(Fig. 10) sunt instalate două indicatoare cu două cifre și șapte segmente HG1 și HG2 de tip LTD6610E. Ele sunt controlate de registrele paralele U1 – U4. Afișajul dinamic nu este utilizat deoarece acest lucru poate duce la creșterea nivelului de zgomot.
latime=710>
Desenul nu se potrivește pe pagină și, prin urmare, este comprimat!
Pentru a o vizualiza integral, faceți clic pe .
Orez. 10. Schema schematică a plăcii indicatoare.
Registrul U5 este folosit pentru a controla LED-urile. Un rezistor de limitare este conectat în serie cu fiecare segment și fiecare LED. Intrările OC ale tuturor registrelor sunt combinate și conectate la semnalul PEN al microcontrolerului. În timpul resetării și inițializării registrului, acest semnal este logic ridicat. Acest lucru previne aprinderea accidentală a indicației în timpul proceselor tranzitorii.
Placa de afișare conține și butoanele de control SB1 – SB6. Acestea sunt conectate la liniile magistralei de date și la linia de retur RET. Diodele VD1 – VD6 previn scurtcircuitarea liniilor de date atunci când două sau mai multe butoane sunt apăsate simultan. Când scanează tastatura, microcontrolerul folosește portul P0 ca un simplu port de ieșire, generând un zero rulant pe liniile sale. În același timp, linia RET este interogata. În acest fel se determină codul butonului apăsat.
Alături de indicatorii de sub general sticla de protectie este instalat un fotoreceptor integrat pentru telecomandă U6. Semnalul de la ieșirea fotodetectorului prin conectorul XP6 este furnizat la intrarea microcontrolerului SER (INT1).
Sursa datoriei(Fig. 11) oferă 4 niveluri de ieșire: +5 V, +12 V și ±15 V. Nivelurile de ±15 V sunt dezactivate în modul de așteptare. Sursa folosește un mic transformator toroidal înfășurat pe un miez de 50x20x25 mm. Transformatorul de așteptare are o rezervă mare de putere, iar numărul de spire pe volt este selectat mai mare decât cel calculat. Datorită acestor măsuri, transformatorul practic nu se încălzește, ceea ce îi crește fiabilitatea (la urma urmei, trebuie să funcționeze continuu pe toată durata de viață a amplificatorului). Datele înfășurării și diametrul firului sunt indicate în diagramă. Stabilizatorii de tensiune nu au caracteristici speciale. Chipurile de stabilizare U1 și U2 sunt instalate pe un mic radiator comun. Pentru a opri nivelurile de ±15 V, se folosesc comutatoare pe tranzistoarele VT1 - VT4, care sunt controlate de semnalul PEN care vine de la placa procesorului.
Orez. 11. Schema schematică a plăcii de alimentare de rezervă.
Pe lângă stabilizatoarele de tensiune, placa sursei de alimentare de așteptare conține comutatoare pe tranzistoarele VT5 - VT12 pentru a controla releul și ventilatorul. Deoarece microcontrolerele din familia MCS-51 au porturi într-o stare de nivel logic ridicat în timpul semnalului „Resetare”, toate actuatoarele trebuie pornite la un nivel scăzut. Altfel va exista false pozitive când alimentarea este pornită sau când este declanșat temporizatorul watchdog. Din acest motiv, cheile individuale nu pot fi folosite ca chei. tranzistoare npn cu cipuri OE sau driver ULN2003 și altele asemenea.
Releele, siguranțele și rezistențele de limitare sunt amplasate placa de relee(Fig. 12). Conectarea tuturor fire de rețea realizat prin blocuri de borne cu șurub. Fiecare transformator principal, transformator de așteptare și bloc de priză externă au siguranțe separate. Din motive de siguranță, prizele externe sunt oprite de două grupuri de contacte de releu K1, care rup ambele fire. Transformatoarele principale sunt conectate din mijlocul înfășurării primare. Acest robinet poate fi folosit pentru a furniza 110 V pentru a alimenta alte componente din complex. Dispozitivele care respectă standardul american sunt ceva mai ieftine decât dispozitivele cu mai multe sisteme, motiv pentru care se găsesc uneori pe teritoriul nostru. Există puncte pe placa releului în care se poate extrage 110V, dar versiunea de bază nu folosește această tensiune.
Orez. 12. Schema schematică a plăcii relee.
Schema de conectare bloc pt carcasa amplificatorului prezentat în Fig. 13. Redresoarele în punte asamblate pe diode VD5 - VD12 tip KD2997A sunt conectate la înfășurările secundare ale transformatoarelor principale T1 și T2. Condensatoarele de filtru cu o capacitate totală de peste 100.000 μF sunt conectate la ieșirea redresoarelor. O astfel de capacitate mare este necesară pentru a obține nivel scăzut ondularea și îmbunătățirea capacității amplificatorului de a reproduce semnale pulsate. De la condensatoarele de filtru, o tensiune de alimentare de ±45 V este furnizată plăcilor principale ale amplificatorului. În plus, există redresoare de putere redusă asamblate pe diodele VD1 - VD4, a căror tensiune de ieșire este filtrată cu o constantă de timp relativ mică de condensatoarele C1 și C2. Prin rezistențele R1 și R2, tensiunea de ieșire a acestor redresoare auxiliare este alimentată circuitelor de protecție, care sunt asamblate pe plăcile principale ale amplificatorului. Dacă mai multe semicicluri ale tensiunii de rețea se defectează, tensiunea de ieșire a redresoarelor auxiliare scade, ceea ce este detectat de circuitele de protecție, iar releele de sarcină sunt oprite. În acest moment, tensiunea de ieșire a redresoarelor principale este încă destul de mare din cauza condensatoarelor mari, astfel încât procesul tranzitoriu din amplificator nu începe cu o sarcină conectată.
latime=710>
Desenul nu se potrivește pe pagină și, prin urmare, este comprimat!
Pentru a o vizualiza integral, faceți clic pe .
Orez. 13. Schema de conectare a blocurilor amplificatoare.
Pentru proiectarea amplificatorului de putere și aspect nu mai puțin important decât proiectarea circuitelor. Problema principală este că tranzistoarele de ieșire trebuie să asigure o disipare eficientă a căldurii. Cu metoda de răcire naturală, rezultă radiatoare masive, care devin aproape principalele elemente structurale. Aranjamentul comun, când peretele din spate servește și ca calorifer, nu este potrivit, deoarece atunci nu mai rămâne spațiu în spate pentru a instala bornele și conectorii necesari. Prin urmare, în PA descris, a fost ales un aspect cu un aranjament lateral de radiatoare (Fig. 14):
Orez. 14. Dispunerea generală a amplificatorului.
Radiatoarele sunt ușor ridicate (acest lucru este clar vizibil în Fig. 4), ceea ce asigură o răcire mai bună. Plăcile principale de amplificare sunt fixate paralel cu radiatoarele. Acest lucru minimizează lungimea firelor dintre placă și tranzistoarele de ieșire. Un alt element dimensional al amplificatorului sunt transformatoarele de rețea. În acest caz, se folosesc două transformatoare toroidale, care sunt instalate unul peste altul într-un ecran cilindric comun. Acest ecran ocupă o parte semnificativă din volumul intern al carcasei amplificatorului. Redresoarele principale sunt montate pe un radiator comun, care este situat vertical în spatele scutului transformatorului. Condensatorii de filtru sunt amplasați în partea de jos a șasiului amplificatorului și sunt acoperiți cu o tavă. Acolo se află și placa de relee. Sursa de alimentare de așteptare este montată pe un suport special lângă panoul din spate. Procesorul și plăcile de afișare sunt plasate în grosimea panoului frontal, care are o secțiune în formă de cutie.
La dezvoltarea designului amplificatorului, s-a acordat multă atenție capacității de fabricație a designului și ușurinței de acces la orice componentă. Mai multe detalii despre aspectul amplificatorului pot fi găsite în Fig. 15 și 18:
Orez. 15. Amplasarea componentelor amplificatorului asamblate.
Baza carcasei amplificatorului este Șasiu din aliaj de aluminiu D16T 4mm grosime (4 în Fig. 18). Atașat la șasiu calorifere(1 în Fig. 18) care sunt frezate dintr-o placă de aluminiu sau turnare. Suprafața necesară a radiatorului depinde în mare măsură de condițiile de funcționare ale amplificatorului, dar nu trebuie să fie mai mică de 2000 cm 2 . Pentru a facilita accesul la plăcile amplificatoarelor, radiatoarele sunt fixate de șasiu cu ajutorul balamalei (10 în Fig. 18), ceea ce permite înclinarea radiatoarelor. Pentru a vă asigura că firele conectorilor de intrare și de ieșire nu interferează cu acest lucru, panoul din spate este împărțit în trei părți (Fig. 4). Partea din mijloc este fixată de șasiu cu ajutorul unui suport, iar cele două părți laterale sunt fixate de radiatoare. Conectorii sunt instalați pe părțile laterale ale panoului, care se pliază împreună cu caloriferele. Astfel, ansamblul radiatorului este un PA monofonic, care este conectat doar prin fire de alimentare și un cablu plat de control. În fig. 18, pentru claritate, radiatoarele sunt doar parțial pliate înapoi, iar panoul din spate nu este dezasamblat.
Plăcile principale de amplificare Ele sunt, de asemenea, fixate de radiatoare folosind balamale (12 în Fig. 18), ceea ce le permite să fie pliate înapoi pentru a avea acces la partea de lipit. Axa de rotație a plăcii trece de-a lungul liniei de găuri pentru conectarea firelor tranzistoarelor de ieșire. Acest lucru a făcut posibilă practic să nu se mărească lungimea acestor fire și, în același timp, să poată plia placa înapoi. Punctele superioare de montare pentru plăci sunt stâlpi filetați obișnuiți de 15 mm înălțime. Cablajul plăcilor principale unilaterale ale canalelor stânga și dreapta este finalizată oglindită(Fig. 16), ceea ce a făcut posibilă optimizarea conexiunilor. Desigur, oglindirea topologiei nu este completă, deoarece sunt utilizate elemente care nu pot fi aranjate pur și simplu în oglindă (microcircuite și relee). Figura oferă o idee aproximativă a topologiei plăcilor; topologia tuturor plăcilor este disponibilă în arhivă (vezi secțiunea Descărcare) sub formă de fișiere în format PCAD 4.5.
latime=710>
Desenul nu se potrivește pe pagină și, prin urmare, este comprimat!
Pentru a o vizualiza integral, faceți clic pe .
Orez. 16. Dispunerea plăcilor principale ale amplificatorului.
Fiecare radiator 1 (Fig. 17) are o suprafață netedă 2, care este prelucrată după înnegrire. Nouă tranzistoare 4 sunt instalate pe el prin garniturile ceramice 2.
Orez. 17. Design radiator:
Studiile au arătat că mica, și cu atât mai mult garniturile elastice moderne, nu au suficientă conductivitate termică. Cel mai bun material pentru garniturile izolante este ceramica pe bază de BeO. Cu toate acestea, pentru tranzistoarele din carcasele din plastic, astfel de garnituri nu se găsesc aproape niciodată. S-au obținut rezultate destul de bune prin realizarea distanțierilor din substraturi de cip hibrid. Este vorba despre ceramică roz (din păcate, materialul nu este cunoscut cu exactitate, cel mai probabil ceva bazat pe Al 2 O 3). Pentru a compara conductivitatea termică a diferitelor garnituri, a fost asamblat un suport în care pe radiator au fost montați doi tranzistori identici într-o carcasă TO-220: unul direct, celălalt prin garnitura studiată. Curentul de bază pentru ambele tranzistoare a fost același. Tranzistorul de pe garnitură a disipat o putere de aproximativ 20 W, dar celălalt tranzistor nu a disipat putere (nu a fost furnizată tensiune la colector). S-a măsurat diferența de picături B-E a două tranzistoare, iar din această diferență a fost calculată diferența de temperaturi de joncțiune. Toate garniturile au folosit pasta termica, fara aceasta rezultatele au fost mai rele si inconsistente. Rezultatele comparației sunt prezentate în tabel:
Tranzistoarele de ieșire sunt presate cu tampoanele 5, tranzistoarele rămase sunt fixate cu șuruburi. Acest lucru nu este foarte convenabil, deoarece necesită găurirea garniturii ceramice, care se poate face numai cu burghie cu diamant și chiar și atunci cu mare dificultate.
Lângă tranzistori este instalat un termometru 9. După cum a arătat experiența, la atașarea termometrelor DS1820, nu se poate aplica o presiune mare asupra corpului acestora, altfel citirile vor fi distorsionate și destul de semnificativ (în general este mai bine să lipiți termometrele folosind adeziv care are conductivitate termică ridicată).
La radiator este atașată sub tranzistoare o placă 6. Nu există conductori pe partea din spate a acestei plăci, deci poate fi montată direct pe suprafața radiatorului. Conductoarele tuturor tranzistoarelor sunt lipite la plăcuțele de pe partea superioară a plăcii. Conexiunile dintre placă și placa principală sunt complete fire scurte, care sunt lipite în nituri tubulare 7. Pentru a se asigura că niturile nu se scurtează până la radiator, în acesta este realizată o adâncitură 8.
Transformatoare toroidale de bază(7 în Fig. 18) sunt instalate unul pe altul prin garnituri elastice. Pentru a reduce interferența de la transformatoare la alte echipamente (un deck de casete, de exemplu), se recomandă plasarea transformatoarelor într-un ecran din oțel recoapt cu o grosime de cel puțin 1,5 mm. Ecranul este format dintr-un cilindru de oțel și două capace ținute împreună cu un știft. Pentru a evita virajele în scurtcircuit, capacul superior are un manșon dielectric. Cu toate acestea, dacă intenționați să operați PA la o putere medie mare, atunci ar trebui să furnizați găuri de ventilație în ecran sau să abandonați ecranul cu totul. S-ar părea că pentru a compensa reciproc câmpurile parazite ale transformatoarelor, este suficient să porniți pur și simplu înfășurările lor primare defazate. Dar, în practică, această măsură este foarte ineficientă. Câmpul parazit al unui transformator toroidal, în ciuda simetriei sale axiale aparente, are o distribuție spațială foarte complexă. Prin urmare, inversarea polarității uneia dintre înfășurările primare duce la o slăbire a câmpului parazit într-un punct din spațiu, dar la o creștere în altul. În plus, configurația câmpului parazit depinde în mod semnificativ de sarcina transformatorului.
Orez. 18. Componentele principale ale amplificatorului:
| 1 - calorifere | 12 - buclă de prindere a plăcii |
| 2 - placi principale de amplificare | 13 - suport de montare la bord |
| 3 - platformă pe radiator pentru instalarea tranzistoarelor | 14 - conectorul cablului de control (de la placa procesorului) |
| 4 - placă portantă | 15 - fir de la ieșire suplimentară. redresor |
| 5 - placa suport panou frontal | 16 - transformator de serviciu în ecran |
| 6 - panou frontal cu secțiune cutie | 17 - placa de alimentare standby |
| 7 - transformatoare principale în ecran | 18 - radiator pentru stabilizatoare de tensiune |
| 8 - radiator cu dioda redresor | 19 - fire de control bloc relee |
| 9 - alimentarea cu energie a plăcilor | 20 - panoul din spate |
| 10 - montarea radiatoarelor pe balamale | 21 - terminale de ieșire |
| 11 - suport de montare radiator | 22 - conectori de intrare |
Pentru transformatorul de putere PA sunt impuse cerințe foarte stricte. Acest lucru se datorează faptului că este încărcat pe un redresor cu condensatori de filtru foarte mari. Acest lucru duce la faptul că curentul consumat din înfășurarea secundară a transformatorului este pulsat în natură, iar valoarea curentului în impuls este de multe ori mai mare decât curentul mediu consumat. Pentru a menține pierderile la transformator scăzute, înfășurările trebuie să aibă o rezistență foarte scăzută. Cu alte cuvinte, transformatorul trebuie să fie proiectat pentru a gestiona mult mai multă putere decât este extrasă în medie din el. Amplificatorul descris folosește două transformatoare toroidale, fiecare dintre ele înfășurat pe un miez de 110x60x40 mm realizat din bandă de oțel E-380. Înfășurările primare conțin 2x440
UMZCH VV cu sistem de control cu microcontroler
Vizualizări astăzi: 32132, total: 32132
Victor Jukovski, Krasnoarmeysk, regiunea Donețk.
UMZCH BB-2010 este o nouă dezvoltare din binecunoscuta linie de amplificatoare UMZCH BB (de înaltă fidelitate) [1; 2; 5]. O serie de soluții tehnice utilizate au fost influențate de munca SI Ageev. .
Amplificatorul furnizează Kr de ordinul a 0,001% la o frecvență de 20 kHz la Pout = 150 W într-o sarcină de 8 ohmi, bandă mică de frecvență a semnalului la un nivel de -3 dB - 0 Hz ... 800 kHz, rată de slew de tensiunea de ieșire -100 V / µs, raportul semnal-zgomot și semnal/fond -120 dB.
Datorită utilizării unui amplificator operațional care funcționează într-un mod ușor, precum și utilizării în amplificatorul de tensiune a numai cascadelor cu OK și OB, acoperite de OOS local profund, UMZCH BB se caracterizează printr-o liniaritate ridicată chiar înainte de general. OOS este acoperit. În primul amplificator de înaltă fidelitate din 1985, s-au folosit soluții care până atunci erau folosite doar în tehnologia de măsurare: modurile DC sunt suportate de o unitate de service separată, pentru a reduce nivelul de distorsiune a interfeței, rezistența de tranziție a grupului de contacte. al releului de comutare AC este acoperit de un feedback negativ comun, iar o unitate specială compensează eficient influența rezistenței cablurilor difuzoarelor asupra acestor distorsiuni. Tradiția a fost păstrată în UMZCH BB-2010, cu toate acestea, OOS general acoperă și rezistența filtrului trece-jos de ieșire.
În marea majoritate a modelelor altor UMZCH, atât profesionale, cât și amatoare, multe dintre aceste soluții încă lipsesc. În același timp, caracteristicile tehnice ridicate și avantajele audiofile ale UMZCH BB sunt obținute prin soluții simple de circuite și un minim de elemente active. De fapt, acesta este un amplificator relativ simplu: un canal poate fi asamblat în câteva zile fără grabă, iar configurarea implică doar setarea curentului de repaus necesar al tranzistorilor de ieșire. În special pentru radioamatorii începători, a fost dezvoltată o metodă de testare și reglare nod cu nod, în cascadă, prin care puteți fi garantat că localizați posibilele erori și preveniți posibilele consecințe ale acestora chiar înainte ca UMZCH să fie complet asamblat. Toate întrebările posibile despre acest amplificator sau similare au explicații detaliate, atât pe hârtie, cât și pe Internet.
La intrarea amplificatorului există un filtru trece-înalt R1C1 cu o frecvență de tăiere de 1,6 Hz, Fig. 1. Dar eficiența dispozitivului de stabilizare a modului permite amplificatorului să funcționeze cu un semnal de intrare care conține până la 400 mV de tensiune componentă DC. Prin urmare, este exclus C1, care realizează eternul vis audiofil al unei căi fără condensatori © și îmbunătățește semnificativ sunetul amplificatorului.
Capacitatea condensatorului C2 al filtrului trece-jos de intrare R2C2 este selectată astfel încât frecvența de tăiere a filtrului trece-jos de intrare, ținând cont de rezistența de ieșire a preamplificatorului 500 Ohm -1 kOhm, să fie în intervalul de la 120 la 200 kHz. La intrarea amplificatorului operațional DA1 există un circuit de corecție a frecvenței R3R5C3, care limitează banda de armonici procesate și interferențe care vin prin circuitul OOS din partea de ieșire a UMZCH, cu o bandă de 215 kHz la un nivel de -3 dB si creste stabilitatea amplificatorului. Acest circuit vă permite să reduceți diferența de semnal peste frecvența de tăiere a circuitului și, prin urmare, să eliminați supraîncărcarea inutilă a amplificatorului de tensiune cu semnale de interferență de înaltă frecvență, interferențe și armonici, eliminând posibilitatea distorsiunii intermodulației dinamice (TIM; DIM).
Apoi, semnalul este alimentat la intrarea unui amplificator operațional cu zgomot redus cu tranzistori cu efect de câmp la intrarea DA1. Multe „pretenții” la UMZCH BB sunt făcute de oponenți cu privire la utilizarea unui amplificator operațional la intrare, care se presupune că înrăutățește calitatea sunetului și „fură adâncimea virtuală” a sunetului. În acest sens, este necesar să se acorde atenție unor caracteristici destul de evidente ale funcționării amplificatorului operațional din UMZCH VV.
Amplificatoarele operaționale ale preamplificatoarelor, amplificatoarelor operaționale post-DAC sunt forțate să dezvolte mai mulți volți de tensiune de ieșire. Deoarece câștigul amplificatorului operațional este mic și variază de la 500 la 2.000 de ori la 20 kHz, acest lucru indică faptul că aceștia funcționează cu un semnal de diferență de tensiune relativ mare - de la câteva sute de microvolți la LF la câțiva milivolți la 20 kHz și o probabilitate mare de distorsiunea de intermodulație fiind introdusă de treapta de intrare a amplificatorului operațional. Tensiunea de ieșire a acestor amplificatoare operaționale este egală cu tensiunea de ieșire a ultimei etape de amplificare a tensiunii, realizată de obicei conform unui circuit cu OE. O tensiune de ieșire de câțiva volți indică faptul că această etapă funcționează cu tensiuni de intrare și ieșire destul de mari și, ca rezultat, introduce distorsiuni în semnalul amplificat. Op-amp-ul este încărcat de rezistența OOS conectate în paralel și a circuitelor de sarcină, uneori ridicându-se la câțiva kilo-ohmi, ceea ce necesită până la câțiva miliamperi de curent de ieșire de la repetorul de ieșire al amplificatorului. Prin urmare, modificările curentului repetorului de ieșire al circuitului integrat, ale căror trepte de ieșire consumă un curent de cel mult 2 mA, sunt destul de semnificative, ceea ce indică, de asemenea, că introduc distorsiuni în semnalul amplificat. Vedem că treapta de intrare, etapa de amplificare a tensiunii și etapa de ieșire a amplificatorului operațional pot introduce distorsiuni.
Dar designul circuitului amplificatorului de înaltă fidelitate, datorită câștigului mare și rezistenței de intrare a părții tranzistorului a amplificatorului de tensiune, oferă condiții de funcționare foarte blânde pentru amplificatorul operațional DA1. Judecă singur. Chiar și într-un UMZCH care a dezvoltat o tensiune nominală de ieșire de 50 V, treapta diferențială de intrare a amplificatorului operațional funcționează cu semnale diferențiale cu tensiuni de la 12 μV la frecvențe de la 500 Hz la 500 μV la o frecvență de 20 kHz. Raportul dintre capacitatea mare de suprasarcină de intrare a etajului diferenţial, realizat pe tranzistoare cu efect de câmp, şi tensiunea redusă a semnalului de diferenţă asigură o liniaritate ridicată a amplificării semnalului. Tensiunea de ieșire a amplificatorului operațional nu depășește 300 mV. care indică tensiunea scăzută de intrare a etapei de amplificare a tensiunii cu un emițător comun de la amplificatorul operațional - până la 60 μV - și modul liniar de funcționare a acestuia. Etapa de ieșire a amplificatorului operațional furnizează un curent alternativ de cel mult 3 µA la sarcina de aproximativ 100 kOhm din partea de bază a VT2. În consecință, treapta de ieșire a amplificatorului operațional funcționează și într-un mod extrem de ușor, aproape la relanti. Pe un semnal muzical real, tensiunile și curenții sunt de cele mai multe ori cu un ordin de mărime mai mici decât valorile date.
Dintr-o comparație a tensiunilor semnalelor de diferență și de ieșire, precum și a curentului de sarcină, este clar că, în general, amplificatorul operațional din UMZCH BB funcționează într-un mod de sute de ori mai ușor și, prin urmare, liniar decât op- modul de amplificare al preamplificatoarelor și amplificatoarelor operaționale post-DAC ale playerelor CD care servesc ca surse de semnal pentru UMZCH cu orice profunzime de protecție a mediului, precum și fără aceasta. În consecință, același op-amp va introduce mult mai puțină distorsiune în UMZCH BB decât într-o singură conexiune.
Ocazional există opinia că distorsiunile introduse de cascadă depind în mod ambiguu de tensiunea semnalului de intrare. Aceasta este o greșeală. Dependența manifestării neliniarității în cascadă de tensiunea semnalului de intrare poate respecta una sau alta lege, dar este întotdeauna fără ambiguitate: o creștere a acestei tensiuni nu duce niciodată la o scădere a distorsiunilor introduse, ci doar la o creștere.
Se știe că nivelul produselor de distorsiune la o frecvență dată scade proporțional cu adâncimea feedback-ului negativ pentru această frecvență. Câștigul în circuit deschis, înainte ca amplificatorul să ajungă la OOS, la frecvențe joase nu poate fi măsurat din cauza micșorării semnalului de intrare. Conform calculelor, câștigul în circuit deschis dezvoltat pentru a acoperi feedback-ul negativ permite obținerea unei adâncimi de feedback negativ de 104 dB la frecvențe de până la 500 Hz. Măsurătorile pentru frecvențe începând de la 10 kHz arată că adâncimea OOS la o frecvență de 10 kHz ajunge la 80 dB, la o frecvență de 20 kHz - 72 dB, la o frecvență de 50 kHz - 62 dB și 40 dB - la o frecvență de 200 kHz. Figura 2 prezintă caracteristicile amplitudine-frecvență ale UMZCH VV-2010 și, pentru comparație, UMZCH Leonid Zuev, care este similară ca complexitate.
Câștig ridicat până la acoperirea OOS este principala caracteristică a designului de circuit al amplificatoarelor BB. Deoarece scopul tuturor trucurilor de circuit este de a obține o liniaritate ridicată și un câștig ridicat pentru a menține OOS profund în cea mai largă bandă de frecvență posibilă, aceasta înseamnă că astfel de structuri sunt singurele metode de circuit pentru îmbunătățirea parametrilor amplificatorului. O reducere suplimentară a distorsiunii poate fi realizată numai prin măsuri de proiectare care vizează reducerea interferenței armonicilor etajului de ieșire pe circuitele de intrare, în special pe circuitul de intrare inversor, de la care câștigul este maxim.
O altă caracteristică a circuitului UMZCH BB este controlul curentului etajului de ieșire al amplificatorului de tensiune. Op-amp-ul de intrare controlează treapta de conversie tensiune-curent, realizată cu OK și OB, iar curentul rezultat este scăzut din curentul de repaus al etajului, realizat conform circuitului cu OB.
Utilizarea unui rezistor de liniarizare R17 cu o rezistență de 1 kOhm în treapta diferențială VT1, VT2 pe tranzistoare de diferite structuri cu putere în serie crește liniaritatea conversiei tensiunii de ieșire a amplificatorului operațional DA1 la curentul colectorului VT2 prin crearea unei bucle de feedback local cu o adâncime de 40 dB. Acest lucru se poate observa din compararea sumei rezistențelor proprii ale emițătorilor VT1, VT2 - aproximativ 5 Ohmi fiecare - cu rezistența R17, sau suma tensiunilor termice VT1, VT2 - aproximativ 50 mV - cu căderea de tensiune pe rezistența R17 în valoare de la 5,2 - 5,6 V.
Pentru amplificatoarele construite folosind designul circuitului luat în considerare, se observă o scădere bruscă, de 40 dB pe deceniu de frecvență, a câștigului peste o frecvență de 13...16 kHz. Semnalul de eroare, care este un produs al distorsiunii, la frecvențe de peste 20 kHz este cu două până la trei ordine de mărime mai mic decât semnalul audio util. Acest lucru face posibilă convertirea liniarității treptei diferențiale VT1, VT2, care este excesivă la aceste frecvențe, în creșterea câștigului părții tranzistorului a ONU. Datorită modificărilor minore ale curentului cascadei diferențiale VT1, VT2, la amplificarea semnalelor slabe, liniaritatea acestuia nu se deteriorează semnificativ cu o scădere a adâncimii feedback-ului local, ci funcționarea amplificatorului operațional DA1, în modul de funcționare al de care la aceste frecvențe depinde liniaritatea întregului amplificator, va ușura marja de câștig, întrucât toate tensiunile Distorsiunile care determină distorsiunea amplificatorului operațional, pornind de la semnalul de diferență la semnalul de ieșire, scad proporțional cu câștigul în câștig la o frecventa data.
Circuitele de corectare a avansului de fază R18C13 și R19C16 au fost optimizate în simulator pentru a reduce tensiunea diferențială a amplificatorului operațional la frecvențe de câțiva megaherți. A fost posibil să crească câștigul UMZCH VV-2010 în comparație cu UMZCH VV-2008 la frecvențe de ordinul a câteva sute de kiloherți. Câștigul câștigului a fost de 4 dB la 200 kHz, 6 la 300 kHz, 8,6 la 500 kHz, 10,5 dB la 800 kHz, 11 dB la 1 MHz și de la 10 la 12 dB la frecvențe mai mari de 2 MHz. Acest lucru poate fi văzut din rezultatele simulării, Fig. 3, unde curba inferioară se referă la răspunsul în frecvență al circuitului de corecție în avans al UMZCH VV-2008, iar curba superioară se referă la UMZCH VV-2010.
VD7 protejează joncțiunea emițătorului VT1 de tensiunea inversă care apare din cauza fluxului de curenți de reîncărcare C13, C16 în modul de limitare a semnalului de ieșire al UMZCH prin tensiune și tensiunile maxime rezultate cu o rată mare de schimbare la ieșirea op. -amp DA1.
Etapa de ieșire a amplificatorului de tensiune este realizată din tranzistorul VT3, conectat conform unui circuit de bază comun, care elimină pătrunderea semnalului din circuitele de ieșire ale cascadei în circuitele de intrare și crește stabilitatea acestuia. Etapa OB, încărcată pe generatorul de curent pe tranzistorul VT5 și rezistența de intrare a etajului de ieșire, dezvoltă un câștig stabil ridicat - de până la 13.000...15.000 de ori. Alegerea rezistenței rezistorului R24 să fie jumătate din rezistența rezistorului R26 garantează egalitatea curenților de repaus VT1, VT2 și VT3, VT5. R24, R26 oferă feedback local care reduce efectul Early - modificarea p21e în funcție de tensiunea colectorului și crește liniaritatea inițială a amplificatorului cu 40 dB, respectiv 46 dB. Alimentarea UN cu o tensiune separată, modulo 15 V mai mare decât tensiunea treptelor de ieșire, face posibilă eliminarea efectului de cvasaturare a tranzistoarelor VT3, VT5, care se manifestă printr-o scădere a p21e atunci când baza colectorului tensiunea scade sub 7 V.
Dispozitivul de ieșire în trei trepte este asamblat folosind tranzistori bipolari și nu necesită comentarii speciale. Nu încercați să luptați cu entropia © zgârâind cu curentul de repaus al tranzistoarelor de ieșire. Nu trebuie să fie mai mică de 250 mA; în versiunea autorului - 320 mA.
Înainte ca releul de activare AC K1 să fie activat, amplificatorul este acoperit de OOS1, realizat prin pornirea divizorului R6R4. Acuratețea menținerii rezistenței R6 și consistența acestor rezistențe în diferite canale nu este esențială, dar pentru a menține stabilitatea amplificatorului este important ca rezistența R6 să nu fie cu mult mai mică decât suma rezistențelor R8 și R70. Când releul K1 este declanșat, OOS1 este oprit și circuitul OOS2, format din R8R70C44 și R4 și care acoperă grupul de contacte K1.1, intră în funcțiune, unde R70C44 exclude filtrul trece-jos de ieșire R71L1 R72C47 din circuitul OOS la frecvențe peste 33 kHz. OOS R7C10 dependent de frecvență formează o reducere a răspunsului în frecvență al UMZCH la filtrul trece-jos de ieșire la o frecvență de 800 kHz la un nivel de -3 dB și oferă o marjă în adâncimea OOS peste această frecvență. Scăderea răspunsului în frecvență la bornele AC peste frecvența de 280 kHz la un nivel de -3 dB este asigurată de acțiunea combinată a R7C10 și a filtrului trece-jos de ieșire R71L1 -R72C47.
Proprietățile de rezonanță ale difuzoarelor conduc la emiterea de către difuzor a vibrațiilor sonore amortizate, a tonurilor după acțiunea pulsului și la generarea propriei tensiuni atunci când spirele bobinei difuzorului traversează liniile câmpului magnetic în golul sistemului magnetic. Coeficientul de amortizare arată cât de mare este amplitudinea oscilațiilor difuzorului și cât de repede se atenuează atunci când sarcina AC este aplicată ca generator la impedanța completă a UMZCH. Acest coeficient este egal cu raportul dintre rezistența AC și suma rezistenței de ieșire a UMZCH, rezistența de tranziție a grupului de contact al releului de comutare AC, rezistența inductorului filtrului trece-jos de ieșire înfășurat de obicei cu un fir. de diametru insuficient, rezistența de tranziție a bornelor cablului AC și rezistența cablurilor AC în sine.
În plus, impedanța sistemelor de difuzoare este neliniară. Fluxul de curenți distorsionați prin conductorii cablurilor de curent alternativ creează o cădere de tensiune cu o proporție mare de distorsiune armonică, care este, de asemenea, scăzută din tensiunea de ieșire nedistorsionată a amplificatorului. Prin urmare, semnalul la bornele AC este distorsionat mult mai mult decât la ieșirea UMZCH. Acestea sunt așa-numitele distorsiuni ale interfeței.
Pentru a reduce aceste distorsiuni, se aplică compensarea tuturor componentelor impedanței de ieșire a amplificatorului. Rezistența de ieșire proprie a UMZCH, împreună cu rezistența de tranziție a contactelor releului și rezistența firului inductor al filtrului trece-jos de ieșire, este redusă prin acțiunea unui feedback negativ general profund preluat de la borna dreaptă a L1. În plus, prin conectarea terminalului drept al R70 la terminalul AC „fierbinte”, puteți compensa cu ușurință rezistența de tranziție a clemei cablului AC și rezistența unuia dintre firele AC, fără teama de a genera UMZCH din cauza schimbărilor de fază. în firele acoperite de OOS.
Unitatea de compensare a rezistenței firului AC este realizată sub forma unui amplificator inversor cu Ky = -2 pe amplificatoarele operaționale DA2, R10, C4, R11 și R9. Tensiunea de intrare pentru acest amplificator este căderea de tensiune pe firul difuzorului „rece” („împământare”). Deoarece rezistența sa este egală cu rezistența firului „fierbinte” al cablului de curent alternativ, pentru a compensa rezistența ambelor fire este suficient să dublezi tensiunea pe firul „rece”, să o inversezi și, prin rezistorul R9, cu un rezistență egală cu suma rezistențelor R8 și R70 ale circuitului OOS, aplicați-o la intrarea de inversare a amplificatorului operațional DA1. Apoi, tensiunea de ieșire a UMZCH va crește cu suma căderilor de tensiune pe firele difuzorului, ceea ce echivalează cu eliminarea influenței rezistenței acestora asupra coeficientului de amortizare și a nivelului de distorsiune a interfeței la bornele difuzorului. Compensarea scăderii rezistenței firului AC a componentei neliniare a EMF din spate a difuzoarelor este necesară în special la frecvențele inferioare ale gamei audio. Tensiunea semnalului la tweeter este limitată de rezistența și condensatorul conectate în serie cu acesta. Rezistența lor complexă este mult mai mare decât rezistența firelor cablului difuzorului, așa că compensarea acestei rezistențe la HF nu are sens. Pe baza acestui fapt, circuitul de integrare R11C4 limitează banda de frecvență de funcționare a compensatorului la 22 kHz.
De notat în special: rezistența firului „fierbinte” al cablului AC poate fi compensată prin acoperirea OOS-ului său general prin conectarea terminalului drept al R70 cu un fir special la borna AC „fierbinte”. În acest caz, va trebui compensată doar rezistența firului de curent alternativ „rece”, iar câștigul compensatorului de rezistență a firului trebuie redus la valoarea Ku = -1 prin alegerea rezistenței rezistenței R10 egală cu rezistența rezistenței. R11.
Unitatea de protecție a curentului previne deteriorarea tranzistorilor de ieșire în timpul scurtcircuitelor în sarcină. Senzorul de curent este rezistențele R53 - R56 și R57 - R60, ceea ce este suficient. Fluxul curentului de ieșire a amplificatorului prin aceste rezistențe creează o cădere de tensiune care este aplicată divizorului R41R42. O tensiune cu o valoare mai mare decât pragul deschide tranzistorul VT10, iar curentul său colector deschide VT8 al celulei de declanșare VT8VT9. Această celulă intră într-o stare stabilă cu tranzistoarele deschise și ocolește circuitul HL1VD8, reducând curentul prin dioda zener la zero și blocând VT3. Descărcarea C21 cu un curent mic de la baza VT3 poate dura câteva milisecunde. După declanșarea celulei de declanșare, tensiunea de pe placa inferioară a lui C23, încărcată de tensiunea de pe LED-ul HL1 la 1,6 V, crește de la nivelul de -7,2 V de la magistrala de alimentare pozitivă la nivelul de -1,2 V 1 , tensiunea de pe placa superioară a acestui condensator crește și la 5 V. C21 este descărcat rapid prin rezistorul R30 la C23, tranzistorul VT3 este oprit. Între timp se deschide VT6 și prin R33, R36 deschide VT7. VT7 ocolește dioda zener VD9, descarcă condensatorul C22 prin R31 și oprește tranzistorul VT5. Fără a primi tensiune de polarizare, tranzistoarele etajului de ieșire sunt de asemenea oprite.
Restabilirea stării inițiale a declanșatorului și pornirea UMZCH se face prin apăsarea butonului SA1 „Resetare protecție”. C27 este încărcat de curentul de colector al VT9 și ocolește circuitul de bază al VT8, blocând celula de declanșare. Dacă până în acest moment situația de urgență a fost eliminată și VT10 este blocat, celula intră într-o stare cu tranzistoare închise stabile. VT6, VT7 sunt închise, tensiunea de referință este furnizată bazelor VT3, VT5 și amplificatorul intră în modul de funcționare. Dacă scurtcircuitul în sarcina UMZCH continuă, protecția este declanșată din nou, chiar dacă condensatorul C27 este conectat la SA1. Protecția funcționează atât de eficient încât în timpul lucrărilor de setare a corecției, amplificatorul a fost dezactivat de mai multe ori pentru conexiuni de lipire mici... prin atingerea intrării neinversoare. Autoexcitarea rezultată a dus la o creștere a curentului tranzistorilor de ieșire, iar protecția a oprit amplificatorul. Deși această metodă brută nu poate fi sugerată ca regulă generală, dar datorită protecției curente, nu a provocat nici un rău tranzistorilor de ieșire.
Funcționarea compensatorului de rezistență a cablului AC.
Eficiența compensatorului UMZCH BB-2008 a fost testată folosind vechea metodă audiofilă, după ureche, prin comutarea intrării compensatorului între firul de compensare și firul comun al amplificatorului. Îmbunătățirea sunetului a fost clar vizibilă, iar viitorul proprietar era dornic să obțină un amplificator, astfel încât măsurătorile influenței compensatorului nu au fost efectuate. Avantajele circuitului de „curățare a cablurilor” au fost atât de evidente încât configurația „compensator + integrator” a fost adoptată ca unitate standard pentru instalare în toate amplificatoarele dezvoltate.
Este surprinzător cât de multe dezbateri inutile au izbucnit pe Internet cu privire la utilitatea/inutilitatea compensării rezistenței cablurilor. Ca de obicei, cei care au insistat în mod special să asculte un semnal neliniar au fost cei cărora schema extrem de simplă de curățare a cablurilor li se părea complexă și de neînțeles, costurile pentru aceasta exorbitante, iar instalarea care necesită multă muncă ©. Au existat chiar sugestii că, din moment ce sunt cheltuiți atât de mulți bani pe amplificator în sine, ar fi un păcat să vă zgâriți cu ceea ce este sacru, dar ar trebui să mergeți pe calea cea mai bună, plină de farmec, pe care o urmează întreaga umanitate civilizată și... să cumpărați © normal, uman. cabluri super scumpe din metale prețioase. Spre marea mea surpriză, focul a fost adăugat combustibil prin declarațiile unor specialiști foarte respectați despre inutilitatea unității de compensare la domiciliu, inclusiv a acelor specialiști care folosesc cu succes această unitate în amplificatoarele lor. Este foarte regretabil că mulți radioamatori au fost neîncrezători în rapoartele de îmbunătățire a calității sunetului în gama joasă și medie cu includerea unui compensator și au făcut tot posibilul pentru a evita acest mod simplu de a îmbunătăți performanța UMZCH, jefuindu-se astfel.
S-au făcut puține cercetări pentru a documenta adevărul. De la generatorul GZ-118, un număr de frecvențe au fost furnizate către UMZCH BB-2010 în regiunea frecvenței de rezonanță a AC, tensiunea a fost controlată de un osciloscop S1-117, iar Kr la bornele AC a fost măsurat prin INI S6-8, Fig. 4. 
Rezistorul R1 este instalat pentru a evita interferența la intrarea compensatorului atunci când o comutați între firele de comandă și cele comune. În experiment, au fost utilizate cabluri de curent alternativ comune și disponibile public, cu o lungime de 3 m și o secțiune transversală a miezului de 6 metri pătrați. mm, precum și sistemul de difuzoare GIGA FS Il cu o gamă de frecvență de 25 -22.000 Hz, o impedanță nominală de 8 Ohmi și o putere nominală de 90 W de la Acoustic Kingdom.
Din păcate, proiectarea circuitelor amplificatoarelor de semnal armonic de la C6-8 implică utilizarea de condensatoare cu oxid de mare capacitate în circuitele OOS. Acest lucru face ca zgomotul de joasă frecvență al acestor condensatori să afecteze rezoluția de joasă frecvență a dispozitivului, determinând deteriorarea rezoluției de joasă frecvență. La măsurarea unui semnal Kr cu o frecvență de 25 Hz de la GZ-118 direct de la C6-8, citirile instrumentului dansează în jurul valorii de 0,02%. Nu este posibil să ocoliți această limitare folosind filtrul de crestătură al generatorului GZ-118 în cazul măsurării eficienței compensatorului, deoarece un număr de valori discrete ale frecvențelor de acord ale filtrului 2T sunt limitate la frecvențe joase la 20,60, 120, 200 Hz și nu permit măsurarea Kr la frecvențele de interes pentru noi. Prin urmare, fără tragere de inimă, nivelul de 0,02% a fost acceptat drept zero, de referință.
La o frecvență de 20 Hz cu o tensiune la bornele AC de 3 Vamp, care corespunde unei puteri de ieșire de 0,56 W într-o sarcină de 8 ohmi, Kr a fost de 0,02% cu compensatorul pornit și 0,06% cu acesta oprit. La o tensiune de 10 V ampl, care corespunde unei puteri de ieșire de 6,25 W, valoarea Kr este de 0,02%, respectiv 0,08%, la o tensiune de 20 V ampl și o putere de 25 W - 0,016% și 0,11%, iar la o tensiune de 30 În amplitudine și putere 56 W - 0,02% și 0,13%.
Cunoscând atitudinea relaxată a producătorilor de echipamente importate față de semnificațiile inscripțiilor referitoare la putere și, de asemenea, amintindu-ne de miraculoasă, după adoptarea standardelor occidentale, transformarea sistemului de difuzoare 35AC-1 cu o putere subwoofer de 30 W în S-90. , puterea pe termen lung de peste 56 W nu a fost furnizată la AC.
La o frecvență de 25 Hz la o putere de 25 W, Kr a fost de 0,02% și 0,12% cu unitatea de compensare pornit/oprit, iar la o putere de 56 W - 0,02% și 0,15%.
În același timp, a fost testată necesitatea și eficacitatea acoperirii filtrului trece-jos de ieșire cu un OOS general. La o frecvență de 25 Hz cu o putere de 56 W și conectat în serie la unul dintre firele cablului AC ale filtrului trece-jos RL-RC de ieșire, similar cu cel instalat într-un UMZCH ultraliniar, Kr cu compensatorul rotit reducere ajunge la 0,18%. La o frecvență de 30 Hz la o putere de 56 W Kr 0,02% și 0,06% cu unitatea de compensare pornit/oprit. La o frecvență de 35 Hz la o putere de 56 W Kr 0,02% și 0,04% cu unitatea de compensare pornit/oprit. La frecvențe de 40 și 90 Hz la o putere de 56 W, Kr este de 0,02% și 0,04% cu unitatea de compensare pornit/oprit, iar la o frecvență de 60 Hz -0,02% și 0,06%.
Concluziile sunt evidente. Se observă prezența distorsiunilor neliniare ale semnalului la bornele AC. O deteriorare a liniarității semnalului la bornele AC este detectată în mod clar atunci când este conectat prin intermediul necompensat, neacoperit de rezistența OOS a filtrului trece-jos care conține 70 cm de fir relativ subțire. Dependența nivelului de distorsiune de puterea furnizată la AC sugerează că acesta depinde de raportul dintre puterea semnalului și puterea nominală a wooferelor AC. Distorsiunea este cea mai pronunțată la frecvențele apropiate de cea de rezonanță. EMF din spate generat de difuzoare ca răspuns la influența unui semnal audio este shuntat de suma rezistenței de ieșire a UMZCH și a rezistenței firelor cablului AC, astfel încât nivelul de distorsiune la bornele AC depinde direct de rezistența acestor fire și rezistența de ieșire a amplificatorului.
Conul unui difuzor de frecvență joasă slab amortizat emite însuși tonuri și, în plus, acest difuzor generează o coadă largă de produse de distorsiune neliniară și de intermodulație pe care difuzorul de frecvență medie le reproduce. Aceasta explică deteriorarea sunetului la frecvențele medii.
În ciuda ipotezei unui nivel Kr zero de 0,02% adoptat din cauza imperfecțiunii INI, influența compensatorului de rezistență a cablului asupra distorsiunii semnalului la bornele AC este remarcată clar și fără ambiguitate. Se poate afirma că există un acord deplin între concluziile trase după ascultarea funcționării unității de compensare pe un semnal muzical și rezultatele măsurătorilor instrumentale.
Îmbunătățirea clar audibilă atunci când dispozitivul de curățare cabluri este pornit poate fi explicată prin faptul că odată cu dispariția distorsiunii la bornele AC, difuzorul midrange încetează să mai producă toată murdăria. Aparent, prin urmare, prin reducerea sau eliminarea reproducerii distorsiunilor de către difuzorul de frecvență medie, circuitul difuzorului cu două cabluri, așa-numitul. „Bi-wiring”, atunci când secțiunile LF și MF-HF sunt conectate cu cabluri diferite, are un avantaj în ceea ce privește sunetul în comparație cu un circuit cu un singur cablu. Cu toate acestea, deoarece într-un circuit cu două cabluri semnalul distorsionat la bornele secțiunii de joasă frecvență AC nu dispare nicăieri, acest circuit este inferior versiunii cu un compensator în ceea ce privește coeficientul de amortizare al vibrațiilor libere ale vibrațiilor joase. con de difuzor de frecvență.
Nu puteți păcăli fizica și, pentru un sunet decent, nu este suficient să obțineți performanțe strălucitoare la ieșirea amplificatorului cu o sarcină activă, dar trebuie să nu pierdeți liniaritatea după livrarea semnalului către terminalele difuzoarelor. Ca parte a unui amplificator bun, un compensator realizat după o schemă sau alta este absolut necesar.
Integrator.
Au fost testate și eficiența și capacitățile de reducere a erorilor ale integratorului de pe DA3. În UMZCH BB cu amplificator operațional TL071, tensiunea de ieșire DC este în intervalul 6...9 mV și nu a fost posibilă reducerea acestei tensiuni prin includerea unui rezistor suplimentar în circuitul de intrare fără inversare.
Efectul zgomotului de joasă frecvență, caracteristic unui amplificator operațional cu o intrare DC, datorită acoperirii feedback-ului profund prin circuitul dependent de frecvență R16R13C5C6, se manifestă sub forma instabilității tensiunii de ieșire de câțiva milivolți sau -60 dB raportat la tensiunea de ieșire la puterea nominală de ieșire, la frecvențe sub 1 Hz, difuzoare nereproductibile.
Internetul a menționat rezistența scăzută a diodelor de protecție VD1...VD4, care se presupune că introduce o eroare în funcționarea integratorului datorită formării unui divizor (R16+R13)/R VD2|VD4 . . Pentru a verifica rezistența inversă a diodelor de protecție, a fost asamblat un circuit în Fig. 6. Aici, op-amp DA1, conectat conform circuitului amplificator inversor, este acoperit de OOS prin R2, tensiunea sa de ieșire este proporțională cu curentul din circuitul diodei testate VD2 și rezistența de protecție R2 cu un coeficient de 1 mV/ nA, iar rezistența circuitului R2VD2 - cu un coeficient de 1 mV/15 GOhm. Pentru a exclude influența erorilor aditive ale amplificatorului operațional - tensiunea de polarizare și curentul de intrare asupra rezultatelor măsurării curentului de scurgere al diodei, este necesar să se calculeze numai diferența dintre tensiunea intrinsecă la ieșirea amplificatorului operațional. , măsurată fără ca dioda să fie testată și tensiunea la ieșirea amplificatorului operațional după instalarea acestuia. În practică, o diferență a tensiunilor de ieșire a amplificatorului operațional de câțiva milivolți dă o valoare a rezistenței inverse a diodei de ordinul a zece până la cincisprezece gigaohmi la o tensiune inversă de 15 V. Evident, curentul de scurgere nu va crește pe măsură ce tensiunea de pe dioda scade la un nivel de câțiva milivolți, caracteristic diferenței de tensiune a integratorului op-amp și compensatorului .
Dar efectul fotoelectric caracteristic diodelor plasate într-o carcasă de sticlă duce de fapt la o schimbare semnificativă a tensiunii de ieșire a UMZCH. Când este iluminată cu o lampă incandescentă de 60 W de la o distanță de 20 cm, tensiunea constantă la ieșirea UMZCH a crescut la 20...3O mV. Deși este puțin probabil ca un nivel similar de iluminare să poată fi observat în interiorul carcasei amplificatorului, o picătură de vopsea aplicată acestor diode a eliminat dependența modurilor UMZCH de iluminare. Conform rezultatelor simulării, scăderea răspunsului în frecvență al UMZCH nu este observată nici măcar la o frecvență de 1 milihertz. Dar constanta de timp R16R13C5C6 nu trebuie redusă. Fazele tensiunilor alternative la ieșirile integratorului și compensatorului sunt opuse, iar odată cu scăderea capacității condensatoarelor sau a rezistenței rezistențelor integratoare, o creștere a tensiunii de ieșire a acestuia poate înrăutăți compensarea rezistenței cabluri pentru difuzoare.
Comparația sunetului amplificatoarelor. Sunetul amplificatorului asamblat a fost comparat cu sunetul mai multor amplificatoare străine produse industrial. Sursa a fost un CD player Cambridge Audio; preamplificatorul Radiotekhnika UP-001 a fost folosit pentru a conduce și regla nivelul de sunet al UMZCH-urilor finale; Sugden A21a și NAD C352 au folosit controale de reglare standard.
Primul care a fost testat a fost legendarul, șocant și al naibii de scump UMZCH englezesc „Sugden A21a”, care funcționează în clasa A cu o putere de ieșire de 25 W. Ceea ce este de remarcat este că în documentația însoțitoare pentru VX, britanicii au considerat că este mai bine să nu indice nivelul distorsiunilor neliniare. Ei spun că nu este o chestiune de denaturare, ci de spiritualitate. „Sugden A21a>” a pierdut în fața UMZCH BB-2010 cu o putere comparabilă atât ca nivel, cât și ca claritate, încredere și sunet nobil la frecvențe joase. Acest lucru nu este surprinzător, având în vedere caracteristicile designului său de circuit: doar un urmăritor de ieșire cvasi-simetric în două etape pe tranzistori cu aceeași structură, asamblat conform designului circuitului din anii 70 ai secolului trecut, cu o rezistență de ieșire relativ mare și un condensator electrolitic conectat la ieșire, care crește și mai mult rezistența totală de ieșire - aceasta din urmă soluția însăși înrăutățește sunetul oricăror amplificatoare la frecvențe joase și medii. La frecvențe medii și înalte, UMZCH BB a arătat detalii mai mari, transparență și o elaborare excelentă a scenei, când cântăreții și instrumentele puteau fi localizate clar prin sunet. Apropo, vorbind despre corelarea datelor de măsurare obiective și a impresiilor subiective ale sunetului: într-unul dintre articolele de jurnal ale concurenților lui Sugden, Kr-ul său a fost determinat la nivelul de 0,03% la o frecvență de 10 kHz.
Următorul a fost și amplificatorul englezesc NAD C352. Impresia generală a fost aceeași: sunetul pronunțat „găleată” al englezului la frecvențe joase nu i-a lăsat nicio șansă, în timp ce munca UMZCH BB a fost recunoscută ca fiind impecabilă. Spre deosebire de NADA, al cărui sunet a fost asociat cu tufișuri dense, lână și vată, sunetul BB-2010 la frecvențe medii și înalte a făcut posibilă distingerea clară a vocilor interpreților dintr-un cor general și a instrumentelor dintr-o orchestră. Lucrarea NAD C352 a exprimat clar efectul unei audibilități mai bune a unui interpret mai vocal, un instrument mai puternic. După cum a spus însuși proprietarul amplificatorului, în sunetul UMZCH BB, vocaliștii nu „țipau și dădeau din cap” unul la altul, iar vioara nu se lupta cu chitara sau trompeta în puterea sonoră, dar toate instrumentele erau „prieteni” pașnic și armonios în imaginea sonoră generală a melodiei. La frecvențe înalte, UMZCH BB-2010, conform audiofililor imaginativi, sună „ca și cum ar picta sunetul cu o perie subțire și subțire”. Aceste efecte pot fi atribuite diferențelor de distorsiune a intermodulației dintre amplificatoare.
Sunetul Rotel RB 981 UMZCH a fost similar cu sunetul NAD C352, cu excepția unei performanțe mai bune la frecvențe joase, totuși BB-2010 UMZCH a rămas de neegalat în ceea ce privește claritatea controlului AC la frecvențe joase, precum și transparența și delicatețea sunetului la frecvențe medii și înalte.
Cel mai interesant lucru în ceea ce privește înțelegerea modului de gândire al audiofililor a fost opinia generală că, în ciuda superiorității lor față de aceste trei UMZCH, ele aduc „căldură” sunetului, ceea ce îl face mai plăcut, iar BB UMZCH funcționează fără probleme, „este neutru la sunet”.
Japonezul Dual CV1460 și-a pierdut sunetul imediat după ce s-a pornit în cel mai evident mod pentru toată lumea și nu am pierdut timpul ascultându-l în detaliu. Kr-ul său a fost în intervalul 0,04...0,07% la putere scăzută.
Principalele impresii de la compararea amplificatoarelor au fost complet identice în ceea ce privește caracteristicile lor principale: UMZCH BB a fost necondiționat și fără echivoc înaintea lor în sunet. Prin urmare, testele suplimentare au fost considerate inutile. La final, prietenia a câștigat, fiecare a obținut ceea ce și-a dorit: pentru un sunet cald, plin de suflet - Sugden, NAD și Rotel, și pentru a auzi ce a fost înregistrat pe disc de regizor - UMZCH BB-2010.
Personal, îmi place UMZCH de înaltă fidelitate pentru sunetul său ușor, curat, impecabil, nobil; reproduce fără efort pasaje de orice complexitate. După cum spune un prieten de-al meu, audiofil cu experiență, se ocupă de sunetele tobelor la frecvențe joase fără variații, ca o presă, la frecvențe medii sună de parcă nu există, iar la frecvențe înalte pare că pictează. sunetul cu o perie subțire. Pentru mine, sunetul nesolicitant al UMZCH BB este asociat cu ușurința de operare a cascadelor.
Literatură
1. Suhov I. UMZCH de înaltă fidelitate. „Radio”, 1989, nr. 6, p. 55-57; Nr. 7, pp. 57-61.
2. Ridiko L. UMZCH BB pe o bază de elemente modernă cu sistem de control cu microcontroler. „Radio Hobby”, 2001, nr. 5, p. 52-57; Nr. 6, pp. 50-54; 2002, nr.2, p. 53-56.
3. Ageev S. UMZCH superliniar cu protecție profundă a mediului „Radio”, 1999, Nr. 10... 12; „Radio”, 2000, nr. 1; 2; 4…6; 9…11.
4. Zuev. L. UMZCH cu OOS paralel. „Radio”, 2005, nr. 2, p. 14.
5. Jukovski V. De ce aveți nevoie de viteza UMZCH (sau „UMZCH VV-2008”)? „Radio Hobby”, 2008, nr. 1, p. 55-59; Nr. 2, pp. 49-55.