Előerősítő Matyushkin hangblokkkal. "Elektronika és rádiótechnika" Minden amatőröknek! Előerősítő és tápegysége

A csőkimenetű hangteljesítmény-erősítőket a nagy hűségű hangvisszaadás érdekében a közelmúltban előnyben részesítették nehéz megérteni az UMZCH tranzisztoros tranzisztorokkal való objektív összehasonlításuk alapján. Valójában minden mért jellemzőben a modern tranzisztoros UMZCH lényegesen jobb, mint egy csöves. Véleményünk szerint az általában mért nemlineáris torzítások (ND) nem merítik ki azokat a torzításokat, amelyek meghatározzák a hangvisszaadás minőségét. Az UMZCH tranzisztorok legfejlettebb kialakításaiban az NI szintet majdnem a hallási küszöbig, sőt még lejjebb is hozták, így kétséges, hogy füllel észlelhetők, különösen hasznos jel általi maszkolás körülményei között. A lényeg látszólag az, hogy az NI-t általában állandósult állapotban mérik, amikor a tranziens folyamat a mérőjelnek a vizsgált erősítő bemenetére történő adása után már befejeződött mind az erősítő bemenetén, mind kimenetén, és zárt állapotban. Az általános negatív visszacsatolás hurok (GNF) stacionárius oszcillációs folyamatot hozott létre, amely kisebb-nagyobb pontossággal felel meg a bejövő jelnek.

Nyilvánvalóan az erősítő nemlinearitása sokkal erősebben jelentkezik a tranziens folyamat során (amelynek időtartama az OOS áramkör jelkésleltetése miatt jelentős lehet), különösen annak kezdeti szakaszában, amikor az OOS hatás a legkevésbé hatékony. (az említett késés miatt). Ellentétben a dinamikus torzításokkal, amelyek a bemeneti fokozat túlterheléséhez vezetnek a kedvezőtlen bemeneti jel teljes időtartama alatt, a figyelembe vett tranziens NI-k akkor is jelen vannak, ha nincsenek dinamikusak, de csak addig, amíg a tranziens folyamat be nem fejeződik. És ha figyelembe vesszük, hogy a valódi hangos programok nagyon távol állnak a stacionáriustól, és valójában szinte folyamatos tranziens folyamatot idéznek elő az UMZCH-ban, akkor az ilyen programok lejátszásakor a HI sokkal magasabb lehet, mint a hagyományos módszerekkel ugyanabban a példányban mérve. az erősítő.

A laboratóriumi mérések idejéhez képest az átállási folyamat rövid időtartama miatt továbbra is „kikerülnek” a kísérleti vizsgálat elől (ehhez speciális módszerek kidolgozása szükséges), ugyanakkor füllel könnyen érzékelhető a teljes hangfelvétel során. . Ebből a szempontból egyértelművé válik a csöves erősítők előnye: bár a HI mért szintje magasabb (ez csak az álló üzemmódra vonatkozik), valós körülmények között a csövek, mint sokkal lineárisabb eszközök, alacsonyabb HI-t biztosítanak (bár természetesen nagyobb, mint az azonos csövek álló üzemmódban), mint a tranzisztorok, ami meghatározza a csöves erősítők jobb hangzását.

A csöves erősítők következő hátrányai azonban nyilvánvalóak: működési kényelmetlenség, terjedelmesség és nagy tömeg, jelentős energiafogyasztás viszonylag alacsony hatásfokkal és kimeneti teljesítménnyel. Ebből a szempontból csábítónak tűnik egy tranzisztoros erősítő létrehozása, amelynek valódi NI szintje nem rosszabb, mint egy csöves erősítőé. Ez utóbbi azt jelenti, hogy egy ilyen erősítő hagyományos módszerekkel mért NI szintjét a legjobb mintákhoz képest egy-két nagyságrenddel (!) csökkenteni kell (lehetőleg amennyire csak lehet), hogy az NI a nem -stacionárius módnak van elfogadható értéke.

A jelenleg alkalmazott linearizációs módszerek azonban tranzisztoros erősítők, úgy tűnik, már kimerítették magukat, és nem teszik lehetővé a szükséges NI együttható elérését ( K ≈0,0001…0,00001%). Ezért azt a feladatot tűzték ki, hogy tanulmányozzák egy ilyen rekord megszerzésének lehetőségét alacsony szint saját UMZCH NI tranzisztort, nem áll meg az áramköri megoldások bonyolultságánál, majd döntse el, hogy indokolt-e egy ilyen megközelítés, hoz-e előnyöket a hangminőségben a meglévő áramkörökhöz képest.

A robotban bemutatott kialakítás elsősorban a kiváló minőségű hangvisszaadás legigényesebb ínyenceinek szól. pontban megfogalmazott elv alapján lett kifejlesztve, ami a ben leírt, jól ismert torzításcsökkentési módszer továbbfejlesztése.

Az 1. ábra egy kétfokozatú erősítő blokkvázlatát mutatja az első K1 és a második K2 fokozat átviteli függvényével, az általános visszacsatoló hurok β átviteli függvényével, amely lefedi az egész erősítőt, valamint a lokális pozitív γ átviteli függvényét. visszacsatoló (LPF) áramkör, amely lefedi az első szakaszt. Egy ilyen eszköz eredményül kapott átviteli függvényét a következő kifejezés írja le:

K = K 1 K 2 /(1- γ K 1 + K 1 K 2 β)

Ha az MPOS hurokban állítja be az erősítéstγ K 1 = 1, akkor kiderül, hogy ellentétben az egy OOS-os erősítővel, amelyben K = K 1 K 2 /(1-γ K 1 + K 1 K 2 β) és csak megközelítőleg K≈1/β (K 1 K 2 β>>1-nél), ennek az erősítőnek az átviteli függvénye pontosan 1/β lesz. Ebben az esetben a környezetvédelem mélységének nagyobbnak kell lennie, mint az MFOS mélysége, azaz. K 1 K 2 >γ K 1, ami a stabilitás szükséges (de nem elégséges) feltétele. Így mikorγ K 1 = 1 elnyom minden olyan torzulást, amely a második szakaszban keletkezik, és amelynek oka az átviteli függvény inkonstancia (mivel K = 1/β és nem függ K 2-től).

A torzítás abszolút teljes elnyomása azonban csak ideális első fokozattal lehetséges. Valójában nemlineáris és frekvencia torzítások egyaránt jellemzik, ami a K1 átviteli függvény optimális értéktől való eltéréséhez vezet. Ezenkívül változik a tápfeszültség ingadozása, a hőmérséklet-eltolódás és az alkatrészek paramétereinek időbeli változása miatt. Probléma az is, hogy egy ilyen összetett rendszer együttes stabilitását biztosítsuk a környezetvédelmi rendszer és a POS együttes fellépése mellett (a stabilitás második feltétele), mivel a POS bevezetése csökkenti a stabilitási határt. eredeti rendszer. Másrészt kívánatos (a legnagyobb linearitás elérése érdekében), hogy mind a PIC, mind az OOS mélysége állandó legyen a működési frekvencia tartományban, pl. hogy a rendszer frekvenciamenetének első pólusa nyitva legyen Visszacsatolás f>20-30 kHz frekvencián volt, és a vágási frekvencia a PIC hurokban sem volt kisebb. Mindeközben az utolsó követelmények teljesítése és egyben megbízható stabilitási határ biztosítása egyáltalán nem egyszerű, az azoktól való eltérés pedig jelentősen csökkenti a módszer hatékonyságát. Nyilván ezért nem ismer példákat a szerzőnek arra, hogy a leírt torzításcsökkentés elvét jó minőségű hangvisszaadás céljából alkalmazzák.

Az 1. ábrán látható eszköz alapvető hátránya, amint azt az elemzés is mutatja, hogy az MPOS hurok sorba van kötve az OOS áramkörrel. A készülék működése jelentősen javítható, ha az MPOS hurkot párhuzamosan kapcsoljuk az OOS hurokkal, pl. úgy, hogy a második fokozat bemenetét nem az első fokozat kimenetére (2. pont, 1. ábra), hanem annak bemenetére (1. pont) kötjük. A -ban javasolt készülék blokkvázlata a 2. ábrán látható. Egy ilyen eszköz legfontosabb előnye az MPOS áramkör elemei által az OOS hurokba bevitt kisebb fáziseltolódás (a készülék bemenetétől a második fokozat bemenetéig). Ez jól látható a 2. ábra és az 1. ábra összehasonlításából, mivel nyilvánvaló, hogy a 2. pontban a jel fázisa elmarad az 1. pont fázisától (1. ábra), de az első fokozat által bevezetett fáziseltolódás (és ez az eltolódás nagyon jelentős lehet 0,2-1 MHz-es és magasabb frekvenciákon, aminek a területén biztosítani kell a készülék stabilitását).

Ez az előny döntő a torzításkompenzáció ezen módszerének kiváló minőségű UMZCH-ban történő alkalmazása szempontjából, mivel a használat során bevezetett minimális fáziseltolások megfelelő stabilitási ráhagyást tesznek lehetővé, és ezáltal biztosítják az erősítő megbízható működését MFOS-szal.

A 2. ábrán látható eszköz előnye egyben az MPOS és OOS hurkok függetlenebb (bár ez a függetlenség relatív, mivel a hurkok még mindig kölcsönhatásban vannak egymással) és a paramétereinek optimális megválasztásának lehetősége funkcionálisan. célja, ami jelentősen eltér. Ez a nagyobb függetlenség nyilvánvaló a továbbfejlesztett rendszer átviteli függvényének kifejezéséből:

K = K 2 /(1- γ K 1 + K 2 β)

amely -től eltérően nem tartalmazza a különböző hurkokhoz tartozó elemek átviteli függvényeinek vegyes szorzatait. ábrán látható készülékben ilyen szétválasztás nem lehetséges. 1, ahol az első szakasz az MFOS és az OOS hurkok közös része, aminek következtében paraméterei egyidejűleg határozzák meg az OOS tulajdonságot és a POS tulajdonságot is, ezért ezekre a paraméterekre vonatkozó követelmények nagymértékben ellentmondásosak, ami szintén nehéz megoldani a maximális torzításcsökkentés problémáját.

Az MPOS hurok és az OOS hurok párhuzamos kapcsolásának előnyei lehetővé teszik, hogy egy eszközt gyakorlatilag nem is egy, hanem két MPOS-sal valósítsunk meg, kölcsönösen erősítve egymás hatását és ezáltal javítva a torzítás kompenzációt. Egy ilyen eszköz blokkvázlata a 3. ábrán látható, ahol K 1, K 2, K Z az erősítő főcsatornája három fokozatának átviteli függvényei; β – az OOS áramkör átviteli függvénye; α 1γ 1 és α 2 γ 2 az MPOS első és második hurkának átviteli függvényei, valamint az α 1 egyenlőségγ 1 =1 és α 2 γ 2 =1 a lehető legnagyobb pontossággal vannak beállítva. Az átviteli funkciójából:

K = K 1 K 2 K 3 /[(1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 )+K 1 K 2 K 3 ],

ebből következik, hogy 1-α 1 ótaγ 1<<1 , akkor a torzítás elnyomás mértéke a kifejezéstől függően (1-α 1γ 1 )(1-α 2 γ 2 ), lényegesen több, mint egy MPOS hurokkal rendelkező készülékben, amelyben ezt a fokot egy 1-α 1 tag határozza megγ 1 >>(1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 ). A legfigyelemreméltóbb azonban az, hogy egy MOS-szal az NI minimálisan elérhető szintje nem tehető kisebbre, mint maga a MOS hurok elemei által okozott torzítások, illetve számításokként egy két (vagy több) MOS hurkot tartalmazó eszközben. show, minden MOS hurok saját NI-jét elnyomja a másik, azok működése. lehetőség van az NI-t az eszköz leglineárisabb blokkja által meghatározott szint alá csökkenteni, amely a MEC áramkör legyen. Ez jelentős előny ez a módszer a torzítások kompenzálása mások előtt, lehetővé téve a torzítások csökkentését csak a kompenzációs áramkör saját nemlinearitása által meghatározott határig.

Megjegyzendő, hogy a fent leírtak teljes mértékben érvényesek azokra a torzulásokra, amelyeket az átviteli függvények inkonstancia okoznak (kivéve a nemlineárisakat, például az amplitúdó-frekvenciás függvényeket). Az ilyen torzításokat a készülék bármely része kompenzálja, kivéve az OOS β áramkört.

Alapvető UMZCH diagramábrának megfelelő, a 4. ábrán látható. A lehető legalacsonyabb NI szint elérése érdekében az erősítő fő csatornáját (MPOS nélkül) úgy tervezték, hogy meglehetősen lineáris UMZCH legyen. Ebből a célból az erősítő minden fokozatát komplementer tranzisztorpárokon tolják el, ami lehetővé tette, hogy mindkét kar szimmetrikus legyen a közös vezetékhez képest, és lineárisabb amplitúdó karakterisztikát kapjon. Minden tranzisztor A üzemmódban működik, kivéve a lebegő bemeneti előfeszítésű (super-A) végfokozatot, amelyet a VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16 elemeken alapuló áramkör állít be. Ez biztosítja a kapocs tranzisztorok kapcsolásmentes működését alacsony nyugalmi áramuk mellett.

A bemeneti fokozat egy kaszkád áramkör szerint készül ( V T1, VT3, VT2, VT4). A tranzisztorok működési módja úgy van megválasztva, hogy ne lépjenek levágási vagy áramkorlátozó módba, ha olyan jeleknek vannak kitéve, amelyek amplitúdója többszöröse a bemeneti névleges bemeneti feszültségnek, még akkor sem, ha az OOS ki van kapcsolva. Ez kedvező a hagyományos differenciál-kaszkádhoz képest. A ≈ 90 kHz vágási frekvenciájú R19R18 C7 lánc korlátozza az impulzusjelek legmagasabb frekvenciájú összetevőinek erősítését, megakadályozva a következő erősítő fokozatok túlterhelését. Ezeknek az intézkedéseknek, valamint a közös emitterrel rendelkező tranzisztorok kaszkádban történő használatának megtagadása és az előzetes korrekció (C5, C6 kondenzátorok) miatti nagy teljesítménynek köszönhetően nincs dinamikus torzítás az erősítőben, ami különösen fontos az erősítő stabil működéséhez. egy rendszer PIC-vel.

Az OOS feszültség az erősítő kimenetéről az R11 és R12 ellenállások csatlakozási pontjára kerül, amelyek az R10 és R13-mal együtt meghatározzák az üzemi áramot. VT 1 és VT2. Egyszerre R10 és R A 13. ábra az R14/R10C3 és R15/R13C4 osztók részeként beállítja az OOS áramkör átviteli funkcióját. A kimeneti feszültség közvetlen komponense a bemeneti tranzisztorok emittereit az R10R11-en és R12R13-on, és nem csak az R14-en és R15-ön keresztül táplálja, ezért az egyenfeszültség visszacsatolási mélysége sokkal nagyobb, mint a váltakozó feszültségnél, és szigorúan stabilizálja a tranzisztorokat. állandó feszültségű komponenst hajtanak végre az UMZCH kimenetén. A C3, C4 elektrolit kondenzátorok használata a mérésekből adódóan nem vezet jelentős torzításnövekedéshez, mivel ezek kb. 4 V állandó feszültséggel polarizáltak (a váltakozó komponens jóval kisebb), így működési módjuk majdnem lineáris.

Második fokozat a VT5- tranzisztorokon V Az OK-OB áramkörnek megfelelően csatlakoztatott T8 puffer két MPOS áramkör között. A VD3-VD6 diódák beállítják az előfeszítési feszültséget a VT9, VT10 emitterkövetők alapjain, a VD7, VD8 diódák pedig védenek a túlzott emelkedés ellen az erősítő meghibásodása vagy valamelyik biztosíték kiolvadása esetén. A feszültségerősítő (VT11, VT13 VT12, VT14) szintén kaszkád áramkör szerint készül. Az első fokozatok tápfeszültsége körülbelül 21 V, és a stabilizátor állítja be ( V T23, VT 24, VD17, VD18). A kimeneti tranzisztorok alacsony nyugalmi árammal működnek, így nincs szükség hőstabilizálásra.

Az R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 frekvenciakorrekciós elemek alkotják az erősítő frekvenciamenetét, biztosítva annak stabilitását negatív visszacsatolás hatására. Ugyanakkor az R19 és R27 a bemeneti és a pufferfokozat terheléseként, valamint az MPOS hurkok terheléseként szolgál, meghatározva azok erősítését. Az MPOS áramkörökben térhatású tranzisztorokat használnak, hogy minimalizálják az áramkörök saját torzításait. Mindegyik MPOS áramkör egy erősítő fokozat, amelynek átviteli együtthatója körülbelül egységnyi, és amely az R58 és R67 trimmező ellenállásokkal módosítható. A kaszkád kimenetének közvetlen csatlakoztatásával a bemenetéhez 100%-os PIC érhető el. Az R57C15 és R66C16 láncok beállítják a kaszkádok frekvenciaválaszát, javítva a kompenzáció pontosságát a hangtartományban lévő frekvenciákon. Az MPOS áramkörök az A, B csomópontokban a főcsatornához és a közös vezetékhez csatlakoznak.

Az MPOS első kaszkádjai és áramkörei tranzisztorainak működési pontjait nagy ellenállású ellenállások mereven stabilizálják emitter (forrás) áramköreikben. Ez biztosítja az A és B pontokhoz csatlakoztatott kaszkádok karakterisztikájának állandóságát. Ezenkívül a VTЗVT4 és VT27VT28, VT7VT8 és VT31VT32 tranzisztorok dinamikus terhelések egymás számára, a VT5VT6, VT9VT10 és VT30VT2V térhatású tranzisztorok pedig2V a2V. nagy bemeneti ellenállás, így az MPOS hurkok terhelésének ellenállását az R19, R27 ellenállások határozzák meg (audio frekvenciákon). Ennek köszönhetően az MPOS hurkok erősítésének nagy stabilitása érhető el, amely nem függ a hőmérséklettől és nem változik az idő múlásával.

A nyomtatott tutajt úgy tervezték, hogy megfeleljen az általános követelményeknek. A VT25-VT32 tranzisztoron lévő MPOS blokkok két különálló kis kártyán és modulok formájában készülnek, és az A és B csomópontok közelében a fő erősítő kártyára merőlegesen vannak rögzítve.

Az erősítő MLT típusú ellenállásokat, SPZ-29M típusú hangolóellenállásokat, K50-16 (C3, C4, C11-C14), K73-17 (C1, C2), KD1, KT1 kondenzátorokat használ - a többit. Hűtőbordák VT21 tranzisztorokhoz, V A T22 az utolsó fokozat lebegő előfeszítő áramkörének elemei közelében található, hogy kompenzálja a kimeneti tranzisztorok nyugalmi áramának hőmérsékleti instabilitását.

Felállítása

Az erősítő kimenetére 4-8 Ohm ellenállású egyenértékű terhelést csatlakoztatunk, és ellenőrizzük a végső fokozat lebegő előfeszítő áramkörének működését. Ehhez csatlakoztassa az oszcilloszkópot az alapokhoz VT 19 és VT20, és 100 Hz frekvenciájú szinuszos jel kerül az erősítő bemenetére. Az oszcillogramnak pulzáló feszültségnek (például „egyenirányított” szinuszosnak) kell lennie, amplitúdója körülbelül 5 V névleges kimeneti feszültség mellett és 4 Ohm terhelési ellenállása. A terhelési ellenállás növekedésével vagy a bemeneti jel csökkenésével ennek az amplitúdónak csökkennie kell.

Ellenőrizze a téglalap alakú impulzusok áthaladását az erősítőn. A kimeneti feszültség oszcillogramjaiban nem lehetnek tüskék, ellenkező esetben a C5 és C6 kondenzátorok kapacitása megnő. Ezen a ponton a főcsatorna beállítása befejezettnek tekinthető. Vegye figyelembe, hogy még az alaperősítő (MPOS áramkörök nélkül) is meglehetősen magas jellemzőkkel rendelkezik.

Műszaki adatok:

Névleges bemeneti feszültség: 0,3V

Névleges kimeneti teljesítmény 4 ohmos terhelés esetén: 80 W

Névleges kimeneti teljesítmény 8 ohmos terhelés mellett: 40 W

Frekvencia tartomány 0,5 dB-nél nem nagyobb széleken lévő dugulásokkal: 15 – 100 000 Hz

Bemeneti impedancia: 50 kOhm

Kimeneti impedancia: 0 Ohm (MPOS áramkörökkel)

Intermodulációs torzítási együttható, legfeljebb: 0,005%

Zajszint (súlyozott): -105 dB (MPOS áramkörökkel)

Az MPC áramkörök konfigurálása az áramkörhöz való csatlakoztatással és az R58, R67 motorok maximális ellenállású helyzetbe állításával történik, pl. az MPOS áramkörök minimális hurokerősítését. A terepi hatású tranzisztorok lefolyója és forrása közötti feszültség nem haladhatja meg a 10 V-ot (a KP103 tranzisztorhoz megengedett maximális érték), de nem túl alacsony, ellenkező esetben a kívánt értéket az R51, R52, R60, R61 ellenállások kiválasztásával érik el. . Kívánatos, hogy a komplementer tranzisztorokat párban válasszák ki a kezdeti leeresztőáram és a leválasztó feszültség közeli értékeivel.

Az erősítő bemenete rövidre zárt, egy akusztikus rendszer (AS) ill mérőeszköz, és a jelet a forrásból (jelgenerátor vagy jelforrás zenei program, alacsony és nagyfrekvenciás komponensekkel) nagy impedanciájú kimenettel a B csomópontba tápláljuk, torzító jelet szimulálva. A forrás közös vezetéke az erősítő közös vezetékéhez csatlakozik. Az R58 beállításával az erősítő kimenetén a jel maximális csillapítása érhető el. Az R57C15 kiválasztásával javul a jelspektrum nagyfrekvenciás összetevőinek elnyomása.

Az első MOS áramkör konfigurálása után válassza le az A pontról, a torzításszimulátor forrását pedig a B pontról. A szimulátor kimenete párhuzamosan csatlakozik az R35 ellenállással, és a második MOS áramkört ugyanúgy konfigurálja, mint az elsőt. Ezt követően az MPOS első áramköre újracsatlakozik, és további jelelnyomás figyelhető meg.

Az utolsó szakaszban az erősítő NI-elnyomásának közvetlen tesztelését végzik el. Elég csak a Q intermodulációs torzítási együtthatót mérni, mivel kellően kis értékeknél a harmonikus torzítási együttható nyilvánvalóan elfogadható. A technikának megfelelően az erősítő bemenetére két 25-30 kHz frekvenciájú és ≈1 kHz frekvenciakülönbségű szinuszos jelet juttatunk, azonos amplitúdóval, de nem haladja meg a névleges amplitúdó felét, és a hangszintet reprodukáljuk. a beszélő értékeli. Amikor az MEP áramkörök ki vannak kapcsolva, nagyon halk hang hallható (megfelelő K és = 0,005%), amely teljesen eltűnik, amikor csatlakoztatják őket.

Az NI elnyomásának egyértelmű bemutatása érdekében ideiglenesen növelheti az alaperősítő nemlinearitását úgy, hogy egy sorba kapcsolt dióda láncát a vezető irányban (például D9) és egy 47 kOhm ellenállású ellenállást csatlakoztat párhuzamosan. R9 ellenállás. Ebben az esetben az alaperősítő Qi értéke körülbelül 0,5% -ra nő, a kombinációs frekvencia egyértelműen megkülönböztethetővé válik, és a MOS áramkörök csatlakoztatásakor magabiztosabban lehet megítélni annak elnyomását.

Az ilyen mérésekből az következik, hogy az MPOS áramkörök mindegyike nem kevesebb, mint 30 dB-el, és mindkettő együtt - közel 60 dB-lel elnyomja a torzítást, így a teljes erősítő NI-je nem mérhető hagyományos módszerekkel rendkívül kis értékük miatt. , de csak Q és az alaperősítő figyelembevételével becsülhető meg, három nagyságrenddel csökkentve, ami fantasztikus értéket ad ( Q és ≈ 0,00001%).

Még egy dolog, amit érdemes megjegyezni pozitív oldala MPOS alkalmazása erősítőben. Mivel amikor az általános OOS megszűnik, az erősítés a PIC működése miatt hajlamos nőni, így amikor a jel késik az OOS áramkörben, a MOS áramkörök ténylegesen korrekciós eszközökké válnak, amelyek felgyorsítják a folyamatokat a rendszerben és csökkentik a fázist. váltás a bemeneti és kimeneti jelek között. Ez javítja az átmeneti folyamat minőségét, ami szintén segít csökkenteni a torzítást.

Az erősítő működésének szubjektív benyomását nehéz szavakkal átadni, hallani kell hangjának tisztaságát és átlátszóságát. Ebből a szempontból nemhogy nem rosszabb, mint a csöves erősítők, hanem érezhetően felülmúlja azokat, anélkül, hogy gyakorlatilag bármit is „saját” bevinne a hangképbe. Az 5 éves működési tapasztalat igazolta a tervezés megbízhatóságát, az időszakos ellenőrzések pedig jó hangolási stabilitást és a torzításkompenzáció pontosságának meghatározott határokon belüli megőrzését mutatták ki további módosítások nélkül.

A nyomtatott áramköri lapok fólia PCB-ből készülnek. A főcsatorna tábla mérete (5. ábra) 150 x 105 mm, az MPOS modulok mérete (6. ábra) 105 x 30 mm. Az összes alkatrész kiforrasztása után az MPOS modulokat az 1. ábrán látható nyilakkal jelzett irányban az alaplapra kell felszerelni. A kártyák megfelelő nyomtatott áramköri vezetékei a kapcsolási rajz szerint vannak összekötve huzaláthidalókkal. A közös vezetékes buszok a táblákat egymásra merőleges helyzetben tartó csővezetékekkel csatlakoztathatók.

Az MPOS áramkörök letiltása és csatlakoztatása a konfiguráció során az A, B csomópontok és az MPOS modulok megfelelő pontjai közötti jumperekkel történik.

Mert sztereó erősítő a főcsatorna és az MPOS modulok táblái kétszer olyan szélesek – nem 105, hanem 210 mm-esek, és két egyforma mintát alkalmaznak rájuk.

Különös figyelmet kell fordítani az erősítő elrendezésére. Az erősítőt a tápegységgel összekötő vezetékeknek a lehető legrövidebbeknek és nagyobb keresztmetszetűeknek kell lenniük. Ez különösen igaz a közös buszt összekötő vezetékre nyomtatott áramkör a tápegység „nulla” pontjával - a szűrőkondenzátorok csatlakozási pontjával. Ha valamilyen oknál fogva az utolsó követelmény nem teljesíthető, akkor jobb, ha nem csatlakoztatja a C13, C14 kondenzátorok „földelési” kapcsait a kártya közös vezetékéhez, hanem rövidre zárva őket a „ nulla” a tápegység külön vezetékkel. A vezetékek a hangszórórendszerek 7. ábrán látható módon.

A legtöbb hangszerető meglehetősen kategorikus, és nem hajlandó kompromisszumokra a felszerelés kiválasztásakor, joggal hiszi, hogy az észlelt hangnak tisztának, erősnek és lenyűgözőnek kell lennie. Hogyan lehet ezt elérni?

Adatok keresése a kéréshez:

Előerősítő Matyushkin hangblokkkal

Sémák, kézikönyvek, adatlapok:

Árlisták, árak:

Beszélgetések, cikkek, kézikönyvek:

Várja meg, amíg a keresés befejeződik az összes adatbázisban.
Befejezése után megjelenik egy link a talált anyagok eléréséhez.

Talán a fő szerepet a probléma megoldásában az erősítő kiválasztása fogja játszani.
Funkció
Az erősítő felelős a hangvisszaadás minőségéért és teljesítményéért. Ugyanakkor vásárláskor ügyeljen az alábbi szimbólumokra, amelyek a megvalósítást jelzik magas technológia audioberendezések gyártása során:

• Hi-fi. Maximális hangtisztaságot és pontosságot biztosít, megszabadítva az idegen zajtól és torzítástól.
• Hi-end. Egy perfekcionista választása, aki hajlandó sokat fizetni azért, hogy kedvenc zenei kompozícióinak legapróbb árnyalatait is felismerje. A kézzel összeszerelt berendezések gyakran ebbe a kategóriába tartoznak.

Specifikációk, amelyekre figyelni kell:

• Bemeneti és kimeneti teljesítmény. A névleges kimeneti teljesítmény döntő jelentőségű, mert az élértékek gyakran megbízhatatlanok.
• Frekvenciatartomány. 20 és 20000 Hz között változik.
• Nemlineáris torzítási tényező. Itt minden egyszerű - minél kevesebb, annál jobb. Az ideális érték a szakértők szerint 0,1%.
• Jel-zaj arány. A modern technológia ennek a mutatónak a 100 dB feletti értékét feltételezi, ami minimálisra csökkenti a hallás közbeni idegen zajt.
• Dömping tényező. Az erősítő kimeneti impedanciáját a névleges terhelési impedanciához viszonyítva tükrözi. Más szóval, egy elegendő csillapítási tényező (több mint 100) csökkenti a berendezések szükségtelen rezgésének stb.

Amire emlékezni kell: készítés minőségi erősítők- munkaigényes és high-tech folyamat is alacsony ár megfelelő tulajdonságokkal figyelmeztetnie kell.

Osztályozás

A piaci ajánlatok sokféleségének megértéséhez meg kell különböztetni a terméket különféle kritériumok szerint. Az erősítők osztályozhatók:

• Erővel. Az előzetes egyfajta köztes kapcsolat a hangforrás és a végső teljesítményerősítő között. A teljesítményerősítő pedig felelős a kimeneti jel erősségéért és hangerejéért. Együtt egy komplett erősítőt alkotnak.

Fontos: az elsődleges konverzió és jelfeldolgozás az előerősítőkben történik.

• Az elembázis alapján cső, tranzisztor és integrált elmék vannak. Utóbbi azzal a céllal jött létre, hogy az első kettő előnyeit kombinálja és a hátrányait minimalizálja, például a csöves erősítők hangminőségét és a tranzisztoros erősítők kompaktságát.
• Működési módjuk alapján az erősítők osztályokba vannak osztva. A fő osztályok az A, B, AB. Ha az A osztályú erősítők sok energiát használnak, de kiváló hangminőséget produkálnak, a B osztályú erősítők ennek éppen az ellenkezője, az AB osztály az optimális választásnak tűnik, ami kompromisszumot jelent a jelminőség és a meglehetősen magas hatásfok között. Vannak még C, D, H és G osztályok, amelyek a használatával keletkeztek digitális technológiák. A végfokozat egyciklusú és push-pull üzemmódjai is vannak.
• A csatornák számától függően az erősítők lehetnek egy-, két- és többcsatornásak. Ez utóbbiakat aktívan használják a házimoziban a volumetrikus és valósághű hangzás létrehozására. Leggyakrabban kétcsatornások vannak a jobb és a bal audiorendszerekhez.

Figyelem: a vásárlás műszaki összetevőinek tanulmányozása természetesen szükséges, de gyakran az a döntő, hogy egyszerűen hallgassuk meg a berendezést a hang-e vagy sem elve szerint.

Alkalmazás

Az erősítő kiválasztását nagyrészt a vásárlás céljai indokolják. Felsoroljuk az audioerősítők fő felhasználási területeit:

1. Otthoni audiorendszer részeként. Nyilvánvalóan a legjobb választás az A osztályú csöves kétcsatornás egyciklus, az optimális választás pedig egy háromcsatornás AB osztály lehet, ahol egy csatorna van kijelölve a mélynyomónak, Hi-fi funkcióval.
2. Autó audio rendszerhez. A legnépszerűbbek a négycsatornás AB vagy D osztályú erősítők, a vevő pénzügyi lehetőségeitől függően. Az autókhoz szükség van egy keresztezési funkcióra is a zökkenőmentes frekvenciaszabályozás érdekében, amely lehetővé teszi a magas vagy alacsony tartományban lévő frekvenciák szükség szerinti csökkentését.
3. Koncertfelszerelésben. A professzionális eszközök minőségével és képességeivel szemben a nagy forgalmazási terület miatt indokoltan magasabb követelmények támasztják hangjelzések, valamint a használat nagy intenzitási és időtartamú igénye. Ezért ajánlott legalább D osztályú erősítőt vásárolni, amely szinte a teljesítménye határán (a bejelentett 70-80%-a) képes működni, lehetőleg csúcstechnológiás anyagokból készült házban, amely véd a negatívtól. időjárási viszonyok és mechanikai hatások.
4. Stúdió berendezésben. A fentiek mindegyike igaz a stúdióberendezésekre is. Hozzáadhatjuk a legnagyobb frekvencia-visszaadási tartományt - 10 Hz-től 100 kHz-ig, szemben a 20 Hz-től 20 kHz-ig terjedő háztartási erősítővel. Szintén figyelemre méltó az a lehetőség, hogy a hangerőt külön-külön beállíthatjuk a különböző csatornákon.

Azon a módon hosszú ideje A tiszta és minőségi hangzás élvezetéhez célszerű előre áttanulmányozni az ajánlatok sokféleségét, és kiválasztani az igényeinek leginkább megfelelő audioberendezést.

Kiváló minőségű lejátszáshoz hangos programok A teljes útvonal végponttól végpontig terjedő frekvenciaválaszának típusa talán nem kevésbé fontos a hallási észlelés szempontjából, mint a nemlineáris torzítás alacsony együtthatója. A hangszínszabályzó (RT) csúszkák helyzetének sikertelen megválasztása olyan kellemetlenné teheti a hangzást, hogy még a csúcskategóriás berendezést sem akarja hallgatni, más típusú minimális torzítással. Nélkülözhetetlen eszköz a hangszínszabályzó, amely kijavítja a szobaakusztikai hiányosságokat, a hangszórók és egyéb alkatrészek egyenetlen frekvenciamenetét, vagyis a teljes frekvenciamenetet szintezi, nem pedig a hangszínt. A spektrális feldolgozást a hallgató egyéni hallási jellemzőinek és művészi ízlésének megfelelően, valamint az egyik fonogramról a másikra való áttéréskor eltérő hangszínegyensúlyú, általában „mélyhang hozzáadása” vagy „magasok eltávolítása” kifejezéssel kell elvégezni. egy speciálisan tervezett RT, leggyakrabban kétsávos.

Lehetne egy másik hangszínszabályzót használni RT-ként, de ez pazarló és kényelmetlen, mivel (ha többsávos) sok motor összehangolt mozgását követeli meg a szomszédos frekvenciasávokban. Ha kevés a sáv (3-5), akkor a megfelelő szabályozási törvényt szinte lehetetlen elérni.

A fentiek alapján az RT-nek nem kevesebb figyelmet kell magára vonnia a fejlesztők részéről, mint a többi hardverkomponens. A jelenleg használt RT-k azonban egyszerű frekvenciafüggő láncokra épülnek, amelyek a legtöbb esetben csak a legegyszerűbb típusú vagy azokhoz közeli aszimptotikusan logaritmikus frekvenciaválasz (LAFC) előállítását teszik lehetővé. Az átmeneti frekvenciák szabályozása és a hangszínszabályozás mélységének korlátozása nem változtat a pozíción.

A természetes hangvisszaadás biztosítása érdekében a meglévő RT-sémák kevéssé hasznosak. Csak akkor „jók”, ha a szabályozók semleges helyzetben vannak, amikor a frekvenciamenetre gyakorolt ​​hatásuk megszűnik. Ezt bizonyítja az alkalmazott RT opciók széles választéka (nyilván az ismert tervek teljesítőképességével kapcsolatos elégedetlenség miatt).

Feltételezhető továbbá, hogy a hangerősítő rendszer teljes frekvenciaválaszát, beleértve az adott helyiség akusztikai rendszereit is, a hangszínszabályzó úgy állítja be, hogy gyakorlatilag ne legyen egyenetlensége. Az RT használatának szükségességét ebben az esetben a hallgató már említett egyéni ízlése és a hangfelvétel sajátosságai okozzák. Nézzük meg, milyen követelményeknek kell megfelelnie az RT-nek a maximális természetes hangzás érdekében.

Az emberi hallás élettani sajátosságaiból indulunk ki, figyelembe véve, hogy a hangerő nem csak a hangnyomásszinttől (SPL), hanem a jelek hangszínétől is függ.

A DIN-45650, 1966 szabvány szerinti, jól ismert egyenlő hangerő görbéit vesszük alapul, az 1. ábra a. Ezek alapján megszerkeszthető a hallószerv frekvenciaválasza - a szubjektíven észlelt hangossági szint (VL) függése a jelfrekvenciától egy bizonyos L hangnyomásszint esetén. Például L = 75 dB-nél rajz az abszcissza tengellyel párhuzamos egyenest kapjuk a metszéspontjait különféle izofonokkal. Ezeken a pontokon az UG ugyanaz, mint ugyanazon izofon 1 kHz-es frekvenciájánál. Mindegyik metszéspontból húzunk egy függőleges vonalat, amely megegyezik ugyanazon izofon GL-jével (háttérben) (ennek az izofonnak az 1 kHz-es frekvenciájú ultrahangja). A kapott pontok halmaza adja a kívánt frekvenciamenetet L=75 dB esetén. A hallószerv frekvenciaválaszának családja különböző L-nél az 1.6. ábrán látható.

A hallószerv bemeneti jele hangrezgés, aminek eredménye a hangerő és a hangmagasság érzete. Ebben a tekintetben kényelmes a következő hallási modell használata, amely tisztán formális, de hasznos a céljainkra. Képzeljük el a hallószervet egy akusztikus szűrő (AF) sorozataként, amelyben a hallás frekvenciatulajdonságai összpontosulnak, és egy bizonyos frekvenciafüggetlen hangnyomás-átalakítót (SP) a hangosság érzésévé. Ekkor az akusztikus szűrő frekvenciaátviteli családja pontosan egybeesik az 1. b ábrával, csak az ordináta tengelyen nem az UG a háttérben, hanem az SPL az AF kimeneten decibelben. A konverternek csak a decibelben megadott SPL-t kell SPL-be konvertálnia a háttérben, egy az egyhez arányban. A szűrő-átalakító rendszer eredő frekvenciamenete megegyezik az 1. ábra b. Egy ilyen modellben célszerű figyelembe venni a hallás minket érdeklő frekvenciatulajdonságait, mivel lehetővé teszi, hogy nélkülözzük a hangerőszint-egység „háttérét”, és csak decibelekkel működjünk.

Az akusztikus szűrő K (f, L) átviteli együtthatója f frekvencián és SPL L (a kimenő hang és a bemenet aránya) 1 kHz-es frekvencián állandó és egyenlő egységgel. K (f, L) frekvenciafüggései különböző L-ekre az 1c. ábrán láthatók. Ezeket az 1,b ábrából kapjuk úgy, hogy görbéit függőleges irányban toljuk el addig, amíg az 1 kHz-es frekvenciának megfelelő görbék ordinátái egybe nem esnek.

Az 1,c ábra görbéi a hallás természetes frekvenciaválaszát mutatják. Megjelenésük megfelel annak a jól ismert ténynek, hogy a hangintenzitás csökkenésével csökken az alacsony frekvenciájú rezgésekre való érzékenység. Az intenzitás megváltozásakor a hallószerv „automatikusan átvált” egyik frekvenciamenetről a másikra, de ezt nem vesszük észre, amíg az észlelt hangok természetes, ismerős jelekhez kapcsolódnak. Például egy zongora hangját helyesen azonosítja, függetlenül attól, hogy a hallgató közel van hozzá, vagy egy tágas terem túlsó végében, ahol a keletkezett PV sokkal kisebb. Ebben az értelemben egyik frekvenciamenet sem „helyesebb”, mint mások (1. ábra, c). Ugyanakkor a természetes frekvenciamenet bármilyen torzulása azonnal érezhető (ezt könnyű észrevenni, ha egy vattagolyót helyez a fülébe).

Az 1. ábra görbéi szerint a fül zárt térben, nyílt területen, bármilyen környezetben érzékeli a hangokat, és a hang természetesnek tűnik, ha a környezet természetes. A hangerősítő készülék hangszínszabályozását nehéz a természetes környezet elemének tekinteni, mivel a természetes jeleket, amelyek spektrumát az RT alakítja át, már nem érzékeljük úgy, mint RT hiányában. Vagyis az RT-hallószervrendszer frekvenciaválasza általában véve jelentősen eltér a természetes frekvenciaválasztól (1. ábra, c), ezért a hang a legtöbb esetben távol áll a természetestől.

Lehet-e találni olyan hangszínszabályozási törvényt, amely nem torzítaná az 1. c. ábra függőségek megjelenését? Ehhez az RT-nek olyan korrekcióra van szüksége, amely a | görbét L = 60 dB esetén például L = 80 dB görbévé, az L = 80 dB görbét L = 100 dB görbévé stb.

Más szóval, az RT hatására az RT-AF rendszernek egyik frekvenciamenetről a másikra kell váltania, ahogyan az egyik AF ezt természetes körülmények között, az SPL megváltozásakor teszi. Az LF és HF 1 kHz-hez viszonyított szintjének ily módon történő megváltoztatásával elhitethető lenne a füllel, hogy természetes hangot adnak, mivel a jel spektrális összetevőinek amplitúdói a szokásos arányban lennének. , bár más hangerővel.

A hangszínszabályozás szempontjából nem annyira önmagában a hallás frekvenciamenete a fontos, hanem a köztük lévő különbségek (mennyire változik a frekvencia átvitel az egyik ultrahangszkennerről a másikra való átálláskor). Ezért a fent feltett kérdés megválaszolásához vegyük figyelembe a referencia ultrahang hangszintnek vett L szintek K (f, L) értékei közötti különbség (decibelben) frekvenciafüggését a 2. ábrán. egymás után egyenlőek, például 40, 60 és 100 dB, és a K (f, L) értékek más ultrahangoknál. Ezek a függőségek közvetlenül következnek az 1. ábra c. Minden görbének át kell haladnia a ponton (1 kHz - 0 dB), de néhányuk függőlegesen kissé el van tolva a tényleges helyzetétől a jobb áttekinthetőség érdekében. Jól látható, hogy hasonló karakterűek a hangintenzitás széles tartományában, ami leegyszerűsíti a kívánt korrekciós törvényt. Tulajdonképpen a 2. ábrán látható, hogy a hangszín beállításakor milyen változásokat kell végrehajtani az RT-AF rendszer frekvenciamenetében, megőrizve a hang természetességét.

Példaként nézzük meg, milyen változások következnek be az RT-AF rendszer frekvenciaválaszában egy hagyományos alacsony frekvenciájú RT hallószervével való interakció során, amelynek aszimptotikus LFC-je a nulla frekvenciától az átmeneti frekvenciáig vízszintes. fa (3a. ábra), ami után -20 dB/ Dec. magas frekvenciák felé az fв kiegyenlítési frekvenciára. Mivel az RT az AF előtt kapcsol be, és ez utóbbi frekvenciaválasza a bejövő hang 3D-jétől függ, az RT-AF rendszer eredő frekvenciaválaszát nem egyszerűen az RT átviteli együtthatóinak szorzata határozza meg. és AF (mint a lineáris rendszerek), amely a 2. és 3. ábra gráfjainak megfelelő ordinátáinak összeadásával, a (logaritmikus skálával a szorzást összeadással helyettesíti). Ez csak az eredő frekvenciamenet hozzávetőleges nézetének bemutatása és kis szabályozási mélység mellett megengedett.

A pontos számításnál nem csak a frekvenciamenet alakját kell figyelembe venni, hanem a megfelelő SPL-t is. Ehhez a 2. ábrán látható minden egyes görbét függőlegesen el kell tolni a közöttük lévő ultrahang és a referenciapontként szolgáló referencia frekvenciaválasz közötti különbséggel. Ugyanez a 3.6. ábrán szaggatott vonallal látható eredmény következik az 1. b ábrából is, ha ábrázoljuk a referenciafrekvencia-válasz és a frekvencia-válasz közötti különbség f-től való függését más ultrahangos készülékeknél.

Kapjuk meg az AF kimeneti jel relatív szintjének frekvenciafüggését (a 3b. ábrán szaggatott görbéket) különböző L-ekhez (RT nélkül). Nyilvánvaló, hogy az AF kimenet értéke egyenlő K(ShP1_, ahol P1. az AF bemeneten lévő jel értéke, amelynek SPL értéke L. Az SPL L = 60 dB, az AF bemeneten jön létre RT hiányában a 3. ábra referenciaszintjeként P60-nak megfelelő AP-nak felel meg).

Ezekben a koordinátákban könnyen megszerkeszthető az RT-AF rendszer eredő relatív frekvenciaválasza. Az eljárás abból áll, hogy megtaláljuk azokat a frekvenciaválasz görbéket, amelyek megfelelnek a hangszínszabályzó által az eredeti SPL fölé emelkedő jelszinteknek különböző frekvenciákon, majd megkeresik az ezen görbék által elfogadott értékeket ugyanazon frekvenciákon (kiegészítő vékony egyenesek). a 3. ábrán, b). Jól észrevehető, hogy az általános frekvenciamenet ilyen RT-nél (a 3b. ábrán folyamatos vastag szaggatott vonalak) mennyire eltér a természetestől. Nem nehéz más típusú RT-hez hasonló frekvenciaválaszokat létrehozni, és megbizonyosodni arról, hogy ezek a hallás természetes frekvenciaválaszát is nagymértékben torzítják.

A fent említett okból a 2. ábra még nem adja meg közvetlenül a fiziológiás tónusszabályozás kívánt frekvenciaválaszát. Utóbbi megszerzéséhez görbéit a 3. b ábra formájára kell hozni, ahogy az korábban történt, majd a 3. b ábrával fordított konstrukciót kell végrehajtani, azaz. Az RT-AF rendszer kapott frekvenciaválaszából (például a 3. ábrán egy tömör vastag görbe c, amely megegyezik a 2. ábra L = 100 dB görbe b) alakjával) kapja meg a az RT. Az eljárás a következő:

• keresse meg az általános frekvenciamenet metszéspontját az AF bármely frekvenciamenetével (szaggatott vonalak). Ennek a pontnak az ordinátája egyenlő az SPL növekedésével az RT-AF rendszer kimenetén adott f frekvencián;

• keresse meg az innen leeresztett függőleges vonal metszéspontját az azonos frekvenciamenetnek megfelelő 3D szinten átmenő vízszintes vonallal. Ennek eredményeként kapunk egy pontot, amely növeli az SPL-t az AF bemeneten lévő hangszínszabályzóval, ami adott SPL-emelkedést okoz az RT-AF rendszer kimenetén. A kapott pontok halmaza megadja az RT kívánt frekvenciamenetét (szaggatott vonal a 3. ábrán c). Megjelenésében hasonló az AF-frekvencia-válaszhoz, de alacsony frekvenciákon kisebb görbülettel.

Megmutatható, hogy a 3.c. ábra szerinti frekvenciamenetű RT (szaggatott vonal) az AF frekvenciaválaszát bármely SPL értékre átalakítja a az SPL valamivel magasabb (a vetthez viszonyított) értéke. Ezért az ilyen RT általános frekvenciaválasza a hallószervvel együtt közel áll a természeteshez.

Így a fiziológiás RT frekvenciaválaszának családja a 2. ábrához fog hasonlítani, csak a vonalaknak kevesebb görbülettel kell rendelkezniük. A passzív RT áramkör a 4.a ábrán látható, frekvenciaválaszának családja az LF és HF tartományban SA1 "0" - "3" kapcsolóállásokhoz a 4.6. ábrán látható.

A javasolt hangszínszabályozási módszer jellemző különbségei a meglévőktől, amint az a 3. c, 4., 6. ábrán látható, a következők:

• alacsony frekvenciákon az abszcissza tengely felé hajlított frekvenciamenet kialakulása (a lejtés a frekvencia csökkenésével egyenletesen növekszik), míg az ismert RT-k alacsony frekvenciákon pontosan ellentétes frekvenciamenettel rendelkeznek, az abszcissza tengely felé konvex (a meredekség csökkenésével csökken frekvencia);

• a frekvenciamenet változása egyidejűleg és következetesen az alacsony frekvenciájú (és külön-külön) nagyfrekvenciás tartományok minden frekvenciáján, bármilyen szabályozási mélységben. A hagyományos RT-kben a frekvenciamenet alakjának változása lefedi a tartomány egy részét;

• a frekvenciamenet meredeksége a szabályozás mélységétől függően változik. A legtöbb RT-ben a frekvenciaválasz meredeksége rögzített,

• csak az átmeneti frekvenciák változnak;

• A frekvenciamenet meredeksége a 250 Hz-1 kHz tartományban a legmélyebb beállítás mellett nem éri el a 20 dB/dec értéket. (ez vagy nagyobb érték csak alacsonyabb frekvenciákon lehetséges). A hagyományos RT-kben a frekvenciamenet meredeksége pontosan azonos értékű (20 dB/dec.), azaz. túl nagy a természetes hangzás szempontjából;

• a frekvenciamenet gyors, de nem túl nagy változása 1 kHz feletti frekvenciákon, és már f = 2...4 kHz-nél eléri a telítettséget.

A fenti különbségek miatt az ismert PT-k vagy elégtelen UH-t hoznak létre a hangtartomány alacsony frekvenciájú szélén, vagy túlzott emelkedést a 250 Hz-1 kHz frekvenciákon, ami ezeken a frekvenciákon túlzottan „domború” hangot eredményez. HF-en a 2-4 kHz-nél jóval magasabb frekvenciákig emelkedés vagy süllyedés alakul ki, és ez „elvágja” a fület és jelentősen rontja a hang természetességét.

A szabályozó csak növeli a frekvenciaválaszt, mivel a legtöbb esetben ez teljesen elegendő. Igény szerint kiegészíthető olyan hivatkozásokkal, amelyek a frekvenciamenet csökkentését biztosítják. Ezen kapcsolatok jellemzőinek szimmetrikusnak kell lenniük a 4,b ábra görbéivel a lineáris frekvenciamenethez képest, és a 2. ábra szerint az alatt kell elhelyezkedniük.

Az alacsony frekvencia tartományban történő megvalósításnál a meredekség kisebb, mint 20 dB/dec. és ennek csökkenő frekvenciájával növelve az RC áramkörök létracsatlakozását alkalmazzák. Az LF hangszín diszkréten az SA1 kapcsolóval, a HF pedig az R15 potenciométerrel simán állítható. Az R14 trimmelő ellenállás segítségével állítsa be a HF emelkedés kívánt maximális értékét. A mélyhangszabályzónak négy pozíciója van, amelyek közül az egyik semleges. A vezérlési fokozatok száma növelhető további létralinkek hozzáadásával a közbenső frekvenciamenethez a simább szabályozás érdekében. De már ez az egyszerűsített változat is segít értékelni a javasolt szabályozási módszer előnyeit az ismert RT-vel összehasonlítva, és még a hangvisszaadás minőségének jelentős javítását szolgáló egyszerű eszközökkel is, ha ezek az eszközök az emberi természet törvényein és tulajdonságain alapulnak. meghallgatás.

Mint minden passzív RT, az áramkör jelentős csillapítást vezet be, körülbelül 15-szörösére csillapítva az 1 kHz-es jelet. Ennek kompenzálására egy megfelelő erősítő fokozatot kell használni vele együtt. Az előző fokozatnak a lehető legkisebb kimeneti ellenállással kell rendelkeznie (legfeljebb 600 Ohm), a következő fokozat bemeneti ellenállása pedig legalább 50-100 kOhm. Az áramkör nem szabványos ellenállási értékei több ellenállás csatlakoztatásával érhetők el. A kisfrekvenciás kapcsolatok elemeinek névleges értékét célszerű 2-3%-nál nem rosszabb pontossággal kiválasztani.

Ügyeljen arra, hogy hangszínszabályzóval ne próbáljon meg olyan frekvenciamenetet kialakítani, mint a 4,b ábra. A tapasztalatok szerint

a szubjektív benyomás erősen függ az RT frekvenciaválaszának lefutásától a maximális hallásérzékenység (500-2000 Hz) tartományában. Az oktáv hangszínszabályzó nem biztosítja a megfelelő frekvenciamenetet. Ehhez egy adott szűk tartományon belül több szabályozási sávra van szükség. Talán ez megtehető egy harmadik oktávos (harmincsávos) hangszínszabályzóval. De szinte lehetetlen hangszínszabályozni (a HF-et LF-re vagy HF-re cserélni egy bizonyos törvény szerint ésszerű időn belül) hangszínszabályzóval, nemcsak, mint már említettük, a rendkívüli kényelmetlenség miatt, hanem egyszerűen azért is, mert A szükséges frekvenciaválaszt „szemmel” vagy „füllel” nehéz megszerezni. Célszerű egy speciálisan erre a célra kialakított RT-t használni, amely egyszerre állítja be a kívánt frekvenciamenetet a teljes vezérlési frekvencia tartományban.

A hangszín ilyen módon történő beállításával az alacsony frekvenciákon a hang mély és gazdag lesz, míg a hagyományos RT-k tompítják, és kiemelik az egyes frekvenciacsoportokat. A HF-en a hang friss és érthető lesz, és nem száraz és élettelen, mint a hagyományos RT-eknél. Ennek eredményeként javul a hangkép átlátszósága és érthetősége a meglévő RT-ekhez képest, valamint a szimfonikus, a popzene és a beszéd érzékelése egyaránt javul (nincs szükség beszéd-zene váltásra). Ezek a különbségek természetesen akkor jelentkeznek, ha az RT szabályozók a semlegestől eltérő helyzetben vannak.

Automatikusan létrejön egy „jelenléti effektus”, amellyel a természetesség révén a hangképek felhasználásával nyerhetők ismert módszerek egy ilyen hatás megvalósítása. Végül is a szabályozás a jel hangszínének változásának törvénye szerint történik, amikor egy halló tárgy közeledik.

Ennek a hangszínszabályozási módszernek az alkalmazása mindenekelőtt egy adott lehallgatóhelyiségben üzemeltetett kiváló minőségű, helyhez kötött berendezések esetében indokolt. A traktátusokban digitális feldolgozás jel, az RT átviteli együttható frekvenciáról való megváltoztatásának szükséges törvénye kényelmesen végrehajtható tisztán szoftveres módszerrel.

Irodalom:

1. Blauert J. Térbeli hallás.-M.: Energia, 1979.

2. Sukhov N. E., Bat S. D., Kolosov V. V., Chupakov A. G. Kiváló minőségű hangvisszaadási technológia. - K.: Tekhnika, 1985.

3. Tarasov V. Passzív hangszínszabályozás//Rádió.- 1989.-9.R sz.

Háttér:
Az otthoni audiorendszer építése során nehézségekbe ütköztem. Az egyik az enyém csöves erősítőáramforráshoz „közvetlenül” csatlakoztatva unalmas, tömörített hangzást ad. „Felső” és „alsó” nélkül, csak egy kiugró alsó közepe. Ráadásul a film hangja jó, de a zeném (black metal) gyengén szól.

Nyilvánvalóan hangerő-kompenzáció szükséges. A vásárlás általában megoldotta a problémát, de a hangminőség (általában) romlott. Az előerősítő a magasföldszintre ment port gyűjteni.

Úgy döntöttem, hogy hangblokkot használok a rendszeremben a hangerő-kompenzáció helyett.
Vannak kínaiak már összeszerelve, például két 6n1p-re és egy kenotronra:

De ezt a készletet az oroszországi webhelyről vettem - egy csöves hangblokk-előerősítő, amely egy 6n2p-ev dupla triódára épül.

4000 rubelért kaptam (minden alkatrész új):

1100+1100 rubel - Két alkatrészkészlet két mono csatorna összeszereléséhez.
1000 rubel - TAN 15-01, toroid teljesítmény anód-hő transzformátor.
130 rubel - Tápegység tábla.
270 rubel - Fojtó D15N (50mA, 10H).
400 rubel - szállítás (Szentpétervártól Novoszibirszkig).

A csomag tartalma:


Közeli kép a tápegység összetevőiről:


Egy fojtó, és két dupla trióda 6n2p-ev - 1972-ben és 1976-ban gyártották - ami furcsa. Azt hittem, egy évesek lesznek. És ezek szerkezetileg még szemre is különböznek:


(P.S.: A szerző azt írta, hogy minden lámpája 1976-os. Az én 1972-em ismeretlen módon bekerült a gyűjteményébe, és nem szándékosan tette be az autómba. Egyelőre ezt javasoltam meghallgatni. Nem kínált ingyenes lámpacserét. Nem kért bocsánatot a hiányzó rádióalkatrészekért. Általában az eladó nem használ udvarias szavakat („köszönöm”, „üdv”, „viszlát”), valószínűleg elvi okokból.

Előerősítő lapok, két mono csatorna:


1. számú alkatrészkészlet:


2. számú alkatrészkészlet:


„Kézirat” (Xerox másolat A4-es formátumban), kézzel írt jelekkel, amelyeket nem tudtam teljesen megfejteni. Csak értékelje a teljesítmény szintjét:


Szinte forrasztott táblák (különbségek a eredeti fénykép a weboldalon - csatlakozó kondenzátorok és lámpafoglalatok):


Az erősítő kenyérsütőre lett összerakva (elnézést a fotók minőségéért):




Hangminőség:

Átlagos.

De nekem úgy tűnt, hogy a hangblokk nem volt teljesen optimálisan a kiváló minőségű hangszórórendszerekhez. Egy kis „szűk” vagy ilyesmi.

Beállítás: ±8dB.
LF: 300 Hz.
HF: 3 kHz.
sáv: 20-20000Hz. (±0,3 dB).
THD: 0,05%.
kimenet: 2V, maximum 20V vagy több.

Emiatt a beállítás korlátozott tartományban történik, ami jól hallható.

igazítást kérnék LF: 100 HzÉs HF: 10 kHz, és talán még szélesebb is.
Az eladó azt mondta, hogy a rendszer sok embernek megfelel.

Javasolta alacsony frekvenciák cserélje ki a C3 kondenzátorokat, az eredeti 15 nF helyett, tegyen 10 nF-ot, mint Manakov.

Által magas frekvenciák A javasolt 1 nF-os C1 kondenzátort (Manakov séma szerint Matyushin C2-je) lefelé kell cserélni.

Előnyök:

Meglehetősen olcsó.

Könnyű összeszerelés.

Hibák:

A sztereó opcióhoz két monó csatornára van szükség, ami növeli a beállítási kényelmetlenséget, és kétszeresére a „csavarások” számát.

Az utasítások pontosabbak lehettek volna.

A legelterjedtebb változtatható ellenállásokat használják, karakterisztikus „B”, így a hangszíneket nem simán, hanem élesen, hirtelen állítják be.

A készletben található komplett rádióalkatrészek a legolcsóbbak.

A készletből hiányzott 4 ellenállás. A rádiócsövek nem voltak párosítva.

Nincs összeszerelési rajz, így nem tudtam helyesen összeszerelni, amíg magam nem találtam hibát a táblán lévő jelölésekben.

Kiderült, hogy ez a hátsó kijárati blokk. Fordított polaritással rendelkezik a tábla többi párnájához képest:

Általában a Matyushin által javasolt séma kevésbé sikeres, mint Manakov séma.

Manakov köre sokkal egyszerűbb, a nyereség kisebb (ami jó), mivel a Matyushiné felesleges.

Ezenkívül a Matyushin áramköre három drága csatolókondenzátort igényel csatornánként, a Manakov egy helyett.

P.S.
Úgy döntöttem, hogy Matyushin hangblokkjából készítek egy Manakov hangblokkot. A séma szerint eltávolítjuk a következő elemeket:


Ilyen típusú táblát kapunk:


Ennek az előerősítőnek a hangminőségére a legnagyobb hatást a hangblokkban lévő csatolókondenzátor és C2 kondenzátor jelenti. Fólia Wima helyett papírolajat K40U-2 (0,1 µF 350V) telepítettem, mert nem találtam megfelelőbbet. A C2-re vagy nagyfeszültségű kerámiát vagy csillámot kell tenni. Telepítettem az SGM-1-et.

A hangminőség nagymértékben javult az eredeti áramkörhöz képest, de a K40U-2 kondenzátor csak „felmelegedés” (legalább fél óra) után kezd jól szólni. Nem tudom, mi okozta ezt, de ez tény.

P.P.S.
A K40U-2 polipropilén tajvanira változott:


A hangzás megváltozott a K40U-2-höz képest - az én black metalomon a „közép” dinamikusabb és durvább lett. De ugyanakkor a hangzás kevésbé „éneklő” és „lelkes” lett a rockballadákon stb.

P.P.P.S.
A 6N2P-EV lámpát az áramkör megváltoztatása nélkül lehet 6N1P-EV lámpára cserélni - csak kihúztam az egyiket, és betettem egy másikat (amint látod, én is megkerültem az anódokban lévő elektrolitokat 1uF 250 V-os filmkondenzátorokkal, nem hallani a különbséget, de maradjanak):


Az egyetlen különbség, amit hallottam, az az, hogy a 6N1P-EV egy kicsit halkabban játszik. Nos, belül különböző kialakításúak:


P.P.P.P.S.
Barbár, véletlenszerű kísérleteim eredményeként a két 6N2P-EV lámpa közül az egyik áldozatul esett. Érdekes módon az újabb, 1976-os lámpa kiégett.

Maradjon velünk.