UMZCH nagy hűségű Nikolay Sukhov 1989 séma. UMZCH VV mikrokontrolleres vezérlőrendszerrel. Az AC kábel ellenállás-kompenzátorának működése

Viktor Zsukovszkij, Krasznoarmejszk, Donyeck régió.

Az UMZCH BB-2010 az UMZCH BB (high fidelity) erősítők jól ismert sorozatának új fejlesztése [1; 2; 5]. Számos használt műszaki megoldást SI Ageev munkája befolyásolt. .

Az erősítő 0,001% nagyságrendű Kr-t biztosít 20 kHz-es frekvencián Pout = 150 W mellett 8 Ohm-os terhelésben, kis jelfrekvencia sávban -3 dB - 0 Hz ... 800 kHz szinten, elfordulási sebesség a kimeneti feszültség -100 V / µs, a jel-zaj arány és a jel/háttér -120 dB.

Köszönhetően a könnyű üzemmódban működő op-amp használatának, valamint a csak OK és OB kaszkádok feszültségerősítőjének használatának köszönhetően, amelyet mély lokális OOS fed, az UMZCH BB-t még az általános előtt is nagy linearitás jellemzi. Az OOS lefedett. A legelső, 1985-ös high-fidelity erősítőben olyan megoldásokat alkalmaztak, amelyeket addig csak a méréstechnikában használtak: az egyenáramú üzemmódokat külön szervizegység támogatja, csökkentve az interfész torzítási szintjét, az érintkezőcsoport átmeneti ellenállását. Az AC kapcsolórelé egy közös negatív visszacsatolást takar, és egy speciális egység hatékonyan kompenzálja a hangszórókábelek ellenállásának hatását ezekre a torzításokra. A hagyomány az UMZCH BB-2010-ben megmaradt, azonban az általános OOS a kimeneti aluláteresztő szűrő ellenállását is lefedi.

A többi, professzionális és amatőr UMZCH-konstrukció túlnyomó többségében ezek közül a megoldások közül sok még mindig hiányzik. Ugyanakkor az UMZCH BB magas műszaki jellemzői és audiofil előnyei egyszerű áramköri megoldásokkal és minimális aktív elemekkel érhetők el. Valójában ez egy viszonylag egyszerű erősítő: egy csatorna pár nap alatt kapkodás nélkül összeállítható, és a beállítás csak a kimeneti tranzisztorok szükséges nyugalmi áramának beállítását jelenti. Kifejezetten a kezdő rádióamatőrök számára fejlesztették ki a csomópontonkénti, lépcsőzetes teljesítmény-tesztelési és beállítási technikát, amellyel garantáltan lokalizálható és megelőzhető az esetleges hibák. lehetséges következményei még az UMZCH teljes összeszerelése előtt is. Az ezzel vagy a hasonló erősítőkkel kapcsolatos összes lehetséges kérdés részletes magyarázattal rendelkezik, mind papíron, mind az interneten.

Az erősítő bemenetén egy 1,6 Hz vágási frekvenciájú R1C1 felüláteresztő szűrő található, 1. ábra. De az üzemmód-stabilizáló eszköz hatékonysága lehetővé teszi, hogy az erősítő akár 400 mV egyenáramú komponensfeszültséget tartalmazó bemeneti jellel is működjön. Ezért kizárt a C1, amely megvalósítja a kondenzátorok nélküli út örök audiofil álmát © és jelentősen javítja az erősítő hangját.

Az R2C2 bemeneti aluláteresztő szűrő C2 kondenzátorának kapacitása úgy van megválasztva, hogy a bemeneti aluláteresztő szűrő vágási frekvenciája, figyelembe véve az előerősítő 500 Ohm -1 kOhm kimeneti ellenállását, 120 és 1 kOhm között legyen. 200 kHz. A DA1 műveleti erősítő bemenetén egy R3R5C3 frekvenciakorrekciós áramkör található, amely az UMZCH kimeneti oldaláról a visszacsatoló áramkörön keresztül érkező feldolgozott harmonikusok és interferenciák sávját 215 kHz-es sávra korlátozza -3 dB szinten, és növeli az erősítő stabilitását. Ez az áramkör lehetővé teszi a különbségjel csökkentését az áramkör vágási frekvenciája felett, és ezáltal kiküszöböli a feszültségerősítő szükségtelen túlterhelését nagyfrekvenciás interferenciajelekkel, interferenciával és harmonikusokkal, kiküszöbölve a dinamikus intermodulációs torzítás lehetőségét (TIM; DIM).

Ezt követően a jelet egy alacsony zajszintű műveleti erősítő bemenetére tápláljuk, a DA1 bemeneten térhatású tranzisztorokkal. Az UMZCH BB-vel szemben sok „követelést” tesznek az ellenzők a bemeneti műveleti erősítő használatával kapcsolatban, ami állítólag rontja a hangminőséget és „ellopja a hang virtuális mélységét”. Ebben a tekintetben figyelni kell az UMZCH VV műveleti erősítőjének működésének néhány meglehetősen nyilvánvaló jellemzőjére.

Az előerősítők műveleti erősítői, a DAC utáni műveleti erősítők több voltos kimeneti feszültség fejlesztésére kényszerülnek. Mivel a műveleti erősítő erősítése kicsi, és 500-2000-szeres tartományban van 20 kHz-en, ez azt jelzi, hogy viszonylag nagy feszültségkülönbség-jellel működnek - több száz mikrovolttól LF-en több millivoltig 20 kHz-en, és nagy a valószínűsége annak, hogy intermodulációs torzítást vezet be a műveleti erősítő bemeneti fokozata. Ezeknek a műveleti erősítőknek a kimeneti feszültsége megegyezik az utolsó feszültségerősítő fokozat kimeneti feszültségével, amelyet általában egy OE-vel ellátott áramkör szerint hajtanak végre. A több voltos kimeneti feszültség azt jelzi, hogy ez a fokozat meglehetősen nagy bemeneti és kimeneti feszültségekkel működik, és ennek eredményeként torzítja az erősített jelet. A műveleti erősítőt a párhuzamosan kapcsolt OOS és a terhelési áramkörök ellenállása terheli, amely esetenként több kiloohmos is lehet, ami akár több milliamperes kimeneti áramot igényel az erősítő kimeneti jelismétlőjétől. Ezért az IC kimeneti átjátszó áramának változása, amelynek kimeneti fokozatai legfeljebb 2 mA áramot fogyasztanak, meglehetősen jelentősek, ami azt is jelzi, hogy torzításokat vezetnek be az erősített jelbe. Látjuk, hogy a bemeneti fokozat, a feszültségerősítő fokozat és az op-amp kimeneti fokozat torzítást okozhat.

És itt van az erősítő áramköri felépítése nagy hűség A feszültségerősítő tranzisztoros részének nagy erősítésének és bemeneti ellenállásának köszönhetően nagyon kíméletes működési feltételeket biztosít a DA1 op-amp számára. Ítélje meg maga. Még az UMZCH-ban is, amely 50 V névleges kimeneti feszültséget fejlesztett ki, az op-amp bemeneti differenciálfokozata 12 μV feszültségkülönbségjelekkel működik 500 Hz-től 500 μV-ig 20 kHz-es frekvencián. A térhatású tranzisztorokon készült differenciálfokozat nagy bemeneti túlterhelhetőségének és a differenciáljel csekély feszültségének aránya biztosítja a jelerősítés magas linearitását. Az op-amp kimeneti feszültsége nem haladja meg a 300 mV-ot. amely jelzi a műveleti erősítő közös emitterével rendelkező feszültségerősítő fokozat alacsony bemeneti feszültségét - 60 μV-ig - és működésének lineáris módját. Az op-amp kimeneti fokozata legfeljebb 3 µA váltakozó áramot szolgáltat a körülbelül 100 kOhm terhelésre a VT2 alapoldaláról. Ebből következően az op-amp kimeneti fokozata is rendkívül könnyű üzemmódban, szinte alapjáraton működik. Valódi zenei jelen a feszültségek és áramok legtöbbször egy nagyságrenddel kisebbek a megadott értékeknél.

A különbség és a kimeneti jelek feszültségeinek, valamint a terhelési áramnak az összehasonlításából világosan látható, hogy az UMZCH BB műveleti erősítője általában több százszor könnyebben, tehát lineárisan működik, mint az op. A CD-lejátszók előerősítőinek és utólagos DAC op-erősítőinek erősítő üzemmódja, amelyek jelforrásként szolgálnak az UMZCH számára bármilyen mélységű környezetvédelem mellett, vagy anélkül is. Következésképpen ugyanaz a műveleti erősítő sokkal kevesebb torzítást okoz az UMZCH BB-ben, mint egyetlen csatlakozásnál.

Alkalmanként elhangzik az a vélemény, hogy a kaszkád által okozott torzítások kétértelműen függnek a bemeneti jel feszültségétől. Ez tévedés. A kaszkád nemlinearitás megnyilvánulása a bemeneti jel feszültségétől való függése engedelmeskedhet egyik vagy másik törvénynek, de mindig egyértelmű: ennek a feszültségnek a növekedése soha nem vezet a bevezetett torzítások csökkenéséhez, hanem csak növekedéshez.

Ismeretes, hogy egy adott frekvencián a torzítási termékek szintje az erre a frekvenciára vonatkozó negatív visszacsatolás mélységével arányosan csökken. A nyitott áramkörű erősítést, mielőtt az erősítő elérné az OOS-t, alacsony frekvenciákon a bemeneti jel kicsinysége miatt nem mérhető. Számítások szerint a negatív visszacsatolás fedezésére kifejlesztett nyitott áramköri erősítés 104 dB negatív visszacsatolási mélységet tesz lehetővé 500 Hz-ig terjedő frekvencián. A 10 kHz-től kezdődő frekvenciákon végzett mérések azt mutatják, hogy az OOS mélysége 10 kHz-es frekvencián eléri a 80 dB-t, 20 kHz - 72 dB, 50 kHz - 62 dB és 40 dB - 200 dB frekvencián. kHz. A 2. ábra az UMZCH VV-2010 és összehasonlításképpen a hasonló összetettségű UMZCH Leonid Zuev amplitúdó-frekvencia karakterisztikáját mutatja.

A BB erősítők áramköri kialakításának fő jellemzője az OOS lefedettségig terjedő nagy nyereség. Mivel az összes áramköri trükk célja a nagy linearitás és a nagy nyereség elérése, hogy a mély OOS a lehető legszélesebb frekvenciasávban maradjon fenn, ez azt jelenti, hogy az ilyen struktúrák az egyetlen áramköri módszer az erősítő paramétereinek javítására. A torzítás további csökkentése csak olyan tervezési intézkedésekkel érhető el, amelyek célja a kimeneti fokozat harmonikusainak interferenciájának csökkentése a bemeneti áramkörökön, különösen az invertáló bemeneti áramkörön, amelyből az erősítés maximális.

Az UMZCH BB áramkör másik jellemzője a feszültségerősítő kimeneti fokozatának áramszabályozása. A bemeneti op-amp vezérli a feszültség-áram konverziós fokozatot, amelyet OK-val és OB-val állítanak elő, és az így kapott áramot levonják a fokozat nyugalmi áramából, az OB-s áramkör szerint.

Az 1 kOhm ellenállású R17 linearizáló ellenállás használata a VT1, VT2 differenciálfokozatban különböző szerkezetű, soros teljesítményű tranzisztorokon megnöveli a DA1 op-amp kimeneti feszültségének a VT2 kollektorárammá való átalakításának linearitását. 40 dB mélységű helyi visszacsatoló hurok létrehozása. Ez látható abból, ha összehasonlítjuk az emitterek saját VT1, VT2 ellenállásainak összegét - egyenként kb. 5 Ohm - R17 ellenállással, vagy a VT1, VT2 hőfeszültségek összegét - kb. 50 mV - az R17 ellenálláson mért feszültségeséssel. 5,2-5,6 V-ra.

A vizsgált áramköri kialakítással épített erősítőknél éles, dekádonként 40 dB-es erősítés csökkenés figyelhető meg 13...16 kHz frekvencia felett. A hibajel, amely a torzítás eredménye, 20 kHz feletti frekvenciákon két-három nagyságrenddel kisebb, mint a hasznos audiojel. Ez lehetővé teszi a VT1, VT2 differenciálfokozat ezen frekvenciákon túlzó linearitását az UN tranzisztoros részének erősítésének növelésére konvertálni. A differenciál kaszkádáram kisebb változásai miatt VT1, VT2 erősítéssel gyenge jelek linearitása a lokális visszacsatolás mélységének csökkenésével nem romlik jelentősen, de a DA1 op-amp működése, amelynek működési módjától ezeken a frekvenciákon a teljes erősítő linearitása függ, megkönnyíti az erősítési határt, mivel minden feszültség, amely meghatározza a műveleti erősítő által bevitt torzítást, a különbségjeltől a kimenetig, az erősítéssel arányosan csökken egy adott frekvencián.

Az R18C13 és R19C16 fázisvezeték korrekciós áramköreit úgy optimalizálták a szimulátorban, hogy a műveleti erősítő differenciális feszültségét több megahertzes frekvenciára csökkentsék. Az UMZCH VV-2010 erősítését az UMZCH VV-2008-hoz képest több száz kilohertz nagyságrendű frekvencián lehetett növelni. Az erősítés növekedése 200 kHz-en 4 dB, 300 kHz-en 6, 500 kHz-en 8,6, 800 kHz-en 10,5 dB, 1 MHz-en 11 dB és 2 MHz-nél magasabb frekvenciákon 10-12 dB. Ez látható a szimulációs eredményekből, a 3. ábra, ahol az alsó görbe az UMZCH VV-2008 előremenő korrekciós áramkörének frekvenciamenetére vonatkozik, a felső görbe pedig az UMZCH VV-2010-re.

A VD7 megvédi a VT1 emitter csomópontot a C13, C16 töltőáramok áramlása miatt fellépő fordított feszültségtől az UMZCH kimeneti jelének feszültséggel és az ekkor keletkező korlátozó feszültségekkel történő korlátozásának módjában. Magassebesség változik a DA1 op-amp kimenetén.

A feszültségerősítő kimeneti fokozata VT3 tranzisztorból készül, amely egy közös alapáramkör szerint van csatlakoztatva, ami kiküszöböli a jel behatolását a kaszkád kimeneti áramköreiből a bemeneti áramkörökbe, és növeli annak stabilitását. A VT5 tranzisztor áramgenerátorára és a kimeneti fokozat bemeneti ellenállására ráterhelt OB fokozat magas stabil erősítést fejleszt - akár 13 000...15 000-szeresére. Az R24 ellenállás ellenállásának az R26 ellenállásának felére történő megválasztása garantálja a VT1, VT2 és VT3, VT5 nyugalmi áramok egyenlőségét. Az R24, R26 helyi visszacsatolást biztosít, amely csökkenti a korai hatást - a p21e változását a kollektor feszültségétől függően, és 40 dB-lel, illetve 46 dB-lel növeli az erősítő kezdeti linearitását. Az UN külön feszültséggel való táplálása, amely 15 V-tal magasabb, mint a kimeneti fokozatok feszültsége, lehetővé teszi a VT3, VT5 tranzisztorok kvázi-telítettségének hatásának kiküszöbölését, amely a p21e csökkenésében nyilvánul meg, amikor a kollektorbázis a feszültség 7 V alá csökken.

A háromfokozatú kimeneti követőt bipoláris tranzisztorok segítségével szerelik össze, és nem igényel különösebb megjegyzést. Ne próbálja meg leküzdeni az entrópiát © a kimeneti tranzisztorok nyugalmi áramának spórolásával. Nem lehet kevesebb, mint 250 mA; a szerző verziójában - 320 mA.

Az AC K1 aktiváló relé aktiválása előtt az erősítőt OOS1 fedi, ami az R6R4 osztó bekapcsolásával valósul meg. Az R6 ellenállás megtartásának pontossága és ezen ellenállások konzisztenciája a különböző csatornákban nem lényeges, de az erősítő stabilitásának fenntartásához fontos, hogy az R6 ellenállás ne legyen sokkal kisebb, mint az R8 és R70 ellenállások összege. A K1 relé kioldásakor az OOS1 kikapcsol, és az R8R70C44 és R4 által alkotott, K1.1 érintkezőcsoportot lefedő OOS2 áramkör működésbe lép, ahol az R70C44 frekvenciákon kizárja az R71L1 R72C47 kimeneti aluláteresztő szűrőt az OOS áramkörből. 33 kHz felett. A frekvenciafüggő OOS R7C10 az UMZCH frekvenciaválaszában a kimeneti aluláteresztő szűrőhöz 800 kHz-es frekvencián, -3 dB-es szinten gördül le, és e frekvencia feletti határt biztosít az OOS mélységben. Az AC kivezetéseknél a frekvenciaátvitel 280 kHz-es frekvencia feletti csökkenését -3 dB szinten az R7C10 és az R71L1 -R72C47 kimeneti aluláteresztő szűrő együttes hatása biztosítja.

A hangszórók rezonancia tulajdonságai miatt a diffúzor csillapított hangrezgéseket, impulzushatás utáni felhangokat bocsát ki, és saját feszültséget generál, amikor a hangszóró tekercsének fordulatai a mágneses rendszer résében keresztezik a mágneses erővonalakat. A csillapítási együttható megmutatja, hogy mekkora a diffúzor rezgésének amplitúdója, és milyen gyorsan csillapodnak, amikor az AC terhelést generátorként alkalmazzák az UMZCH teljes impedanciájára. Ez az együttható megegyezik a váltakozó áramú ellenállás és az UMZCH kimeneti ellenállásának, az AC kapcsolórelé érintkezőcsoportjának átmeneti ellenállásának, a kimeneti aluláteresztő szűrő induktor ellenállásának az UMZCH kimeneti ellenállásának összegével. elégtelen átmérőjű, a váltakozóáramú kábel kivezetéseinek átmeneti ellenállása és maguknak az AC kábeleknek az ellenállása.

Ezenkívül a hangszórórendszerek impedanciája nemlineáris. A torz áramok áramlása a váltakozóáramú kábelek vezetőin nagy arányú harmonikus torzítással járó feszültségesést hoz létre, amelyet szintén levonnak az erősítő torzítatlan kimeneti feszültségéből. Ezért az AC kivezetéseken a jel sokkal jobban torzul, mint az UMZCH kimenetén. Ezek az úgynevezett interfész torzítások.

E torzítások csökkentése érdekében az erősítő kimeneti impedanciájának összes összetevőjét kompenzálni kell. Az UMZCH saját kimeneti ellenállása, valamint a reléérintkezők átmeneti ellenállása és a kimeneti aluláteresztő szűrő indukciós vezetékének ellenállása az L1 jobb oldali kivezetéséről vett mély általános negatív visszacsatolás hatására csökken. Ezenkívül az R70 jobb oldali kivezetését a „forró” AC terminálhoz csatlakoztatva könnyedén kompenzálhatja az AC kábelbilincs átmeneti ellenállását és az egyik AC vezeték ellenállását, anélkül, hogy félne attól, hogy a fáziseltolások miatt UMZCH keletkezik. az OOS által lefedett vezetékekben.

Az AC vezeték ellenállás-kompenzációs egysége invertáló erősítő formájában készül, Ky = -2-vel a DA2, R10, C4, R11 és R9 műveleti erősítőkön. Ennek az erősítőnek a bemeneti feszültsége a feszültségesés a „hideg” („földelt”) hangszóróvezetéken. Mivel ellenállása megegyezik a váltakozó áramú kábel „forró” vezetékének ellenállásával, mindkét vezeték ellenállásának kompenzálásához elegendő a „hideg” vezeték feszültségének megkétszerezése, megfordítása és az R9 ellenálláson keresztül egy ellenállása megegyezik az OOS áramkör R8 és R70 ellenállásának összegével, alkalmazza a DA1 op-amp invertáló bemenetére. Ezután az UMZCH kimeneti feszültsége a hangsugárzó vezetékeken fellépő feszültségesések összegével növekszik, ami megegyezik az ellenállásuk csillapítási együtthatóra gyakorolt hatásának és az interfész torzításának szintjével a hangszóró kapcsokon. A hangszórók hátsó EMF nemlineáris komponense váltakozó áramú vezetékellenállásának csökkenésének kompenzálása különösen szükséges alacsonyabb frekvenciák hangtartomány. A magassugárzó jelfeszültségét a vele sorba kapcsolt ellenállás és kondenzátor korlátozza. Komplex ellenállásuk sokkal nagyobb, mint a hangszórókábelek ellenállása, így ennek az ellenállásnak a HF-en való kompenzálása értelmetlen. Ennek alapján az R11C4 integráló áramkör 22 kHz-re korlátozza a kompenzátor működési frekvenciasávját.

Külön figyelmet érdemel: az AC kábel „forró” vezetékének ellenállása kompenzálható az általános OOS lefedésével, ha az R70 jobb oldali kivezetését egy speciális vezetékkel csatlakoztatjuk a „forró” AC kivezetéshez. Ebben az esetben csak a „hideg” váltóáramú vezeték ellenállását kell kompenzálni, és a vezeték ellenállás-kompenzátorának erősítését Ku = -1 értékre kell csökkenteni az R10 ellenállás ellenállásának az ellenállás ellenállásával megegyező megválasztásával. R11.

Az áramvédelmi egység megakadályozza a kimeneti tranzisztorok károsodását a terhelés rövidzárlatánál. Az áramérzékelő az R53 - R56 és az R57 - R60 ellenállások, ami elég. Az erősítő kimeneti áramának ezeken az ellenállásokon keresztüli áramlása feszültségesést hoz létre, amely az R41R42 osztóra kerül. A küszöbértéknél nagyobb feszültség nyitja a VT10 tranzisztort, a kollektoráram pedig a VT8VT9 indítócella VT8-át. Ez a cella nyitott tranzisztorokkal stabil állapotba kerül, és megkerüli a HL1VD8 áramkört, nullára csökkenti a Zener-diódán átmenő áramot, és lezárja a VT3-at. A C21 kisütése kis árammal a VT3 alapról több milliszekundumot is igénybe vehet. A triggercella kioldása után a C23 alsó lapján lévő feszültség, amelyet a HL1 LED feszültsége 1,6 V-ra tölt fel, a pozitív tápsín -7,2 V szintről -1,2 V 1 szintre emelkedik. Ennek a kondenzátornak a felső lapján a feszültség szintén 5 V-tal nő. A C21 gyorsan kisüt az R30 ellenálláson keresztül a C23-ba, a VT3 tranzisztor pedig kikapcsol. Közben megnyílik a VT6 és az R33-on keresztül az R36 a VT7-et. A VT7 megkerüli a VD9 zener diódát, kisüti a C22 kondenzátort R31-en keresztül, és kikapcsolja a VT5 tranzisztort. Előfeszítő feszültség vétele nélkül a végfok tranzisztorai is kikapcsolnak.

Felépülés kezdeti állapot trigger és az UMZCH bekapcsolása az SA1 „Protection Reset” gomb megnyomásával történik. A C27 a VT9 kollektoráramával töltődik, és megkerüli a VT8 alapáramkörét, lezárva a triggercellát. Ha erre a pillanatra a vészhelyzet megszűnt és a VT10 reteszelődik, a cella stabilan zárt tranzisztoros állapotba kerül. A VT6, VT7 zárva van, a referenciafeszültség a VT3, VT5 alapokra kerül, és az erősítő működési módba lép. Ha a rövidzárlat az UMZCH terhelésben folytatódik, a védelem újra aktiválódik, még akkor is, ha a C27 kondenzátor az SA1-re van csatlakoztatva. A védelem olyan hatékonyan működik, hogy a korrekció beállításánál az erősítőt többször feszültségmentesítették kis forrasztási csatlakozásoknál... a nem invertáló bemenet megérintésével. Az így létrejövő öngerjesztés a kimeneti tranzisztorok áramának növekedéséhez vezetett, és a védelem kikapcsolta az erősítőt. Ez a durva módszer ugyan általános szabályként nem javasolható, de az áramvédelem miatt nem okozott kárt a kimeneti tranzisztorokban.

Az AC kábel ellenállás-kompenzátorának működése.

Az UMZCH BB-2008 kompenzátor hatásfokát a régi audiofil módszerrel, füllel teszteltük, a kompenzátor bemenetet a kompenzáló vezeték és az erősítő közös vezetéke között kapcsolva. A hangzás javulása egyértelműen észrevehető volt, és a leendő tulajdonos nagyon szeretett volna erősítőt szerezni, ezért a kompenzátor hatásának mérését nem végezték el. A „kábeltisztító” áramkör előnyei annyira nyilvánvalóak voltak, hogy a „kompenzátor + integrátor” konfigurációt szabványos egységként fogadták el minden kifejlesztett erősítőkben.

Meglepő, hogy mennyi felesleges vita robbant fel az interneten a kábelellenállás kompenzáció hasznosságáról/haszontalanságáról. Szokás szerint különösen ragaszkodtak a hallgatáshoz nemlineáris jel azoknak, akiknek a rendkívül egyszerű kábeltisztítási séma bonyolultnak és érthetetlennek tűnt, a költségek túlzottnak tűntek, a telepítés pedig munkaigényes ©. Még olyan javaslatok is hangzottak el, hogy mivel ennyi pénzt költenek magára az erősítőre, bűn lenne spórolni a szentel, de a legjobb, elbűvölő utat kell választani, amelyet az egész civilizált emberiség követ, és... vásároljon normális, emberi © szuper drága nemesfém kábelek. Nagy meglepetésemre olajat öntöttek a tűzre a nagy tekintélyű szakemberek nyilatkozatai a kompenzációs egység otthoni haszontalanságáról, beleértve azokat a szakembereket is, akik sikeresen használják ezt az egységet az erősítőkben. Nagyon sajnálatos, hogy sok rádióamatőrtárs bizalmatlan volt azokkal a jelentésekkel kapcsolatban, amelyek az alacsony és középső hangminőség javulását jelezték egy kompenzátor beépítésével, és mindent megtettek annak érdekében, hogy elkerüljék az UMZCH teljesítményének javításának ezt az egyszerű módját, ezáltal kirabolva magukat.

Kevés kutatást végeztek az igazság dokumentálására. A GZ-118 generátorból számos frekvenciát tápláltak az UMZCH BB-2010-be a váltakozó áram rezonanciafrekvenciájának tartományában, a feszültséget S1-117 oszcilloszkóp vezérelte, a váltakozó áramú kapcsokon pedig Kr-t mértek. az INI S6-8, 4. ábra. Az R1 ellenállás azért van felszerelve, hogy elkerülje a kompenzátor bemenetének interferenciáját a vezérlő és a közös vezetékek közötti váltáskor. A kísérletben 3 m hosszú, 6 négyzetméter magkeresztmetszetű, általános és nyilvánosan elérhető váltakozó áramú kábeleket használtunk. mm, valamint az Acoustic Kingdomtól származó GIGA FS Il hangszórórendszer 25 -22 000 Hz frekvencia tartományban, 8 Ohm névleges impedanciával és 90 W névleges teljesítménnyel.

Sajnos a C6-8 harmonikus jelerősítők áramköri tervezése nagy kapacitású oxidkondenzátorok használatát foglalja magában az OOS áramkörökben. Ez ahhoz vezet, hogy ezeknek a kondenzátoroknak az alacsony frekvenciájú zaja befolyásolja az eszköz felbontását alacsony frekvenciák, aminek következtében romlik az alacsony frekvenciákra való felbontása. A GZ-118-ból közvetlenül a C6-8-ból 25 Hz frekvenciájú Kr jel mérésekor a műszer leolvasása 0,02% körül mozog. A kompenzátor hatásfokának mérése esetén a GZ-118 generátor rovátkolt szűrőjével ezt a korlátozást nem lehet megkerülni, mert a 2T szűrő hangolási frekvenciájának számos diszkrét értéke alacsony frekvenciákon 20,60, 120, 200 Hz-re korlátozódik, és nem teszi lehetővé Kr mérését a számunkra érdekes frekvenciákon. Ezért vonakodva a 0,02%-os szintet nullának, referenciaként fogadták el.

20 Hz-es frekvencián a 3 Vamp váltakozó áramú kivezetésein lévő feszültséggel, ami 0,56 W-os kimeneti teljesítménynek felel meg 8 Ohm-os terhelés mellett, a Kr 0,02% volt bekapcsolt kompenzátor mellett és 0,06% kikapcsolt állapotban. 10 V amper feszültségnél, ami 6,25 W-os kimeneti teljesítménynek felel meg, a Kr-érték 0,02%, illetve 0,08%, 20 V amper feszültségnél és 25 W teljesítménynél 0,016% és 0,11%. és 30 In feszültségnél amplitúdó és 56 W teljesítmény - 0,02% és 0,13%.

Ismerve az import berendezések gyártóinak laza hozzáállását a teljesítményre vonatkozó feliratok jelentéséhez, és emlékezve a nyugati szabványok átvétele utáni csodálatos átalakulásra, hangszóró rendszer 35AC-1 30 W-os mélysugárzó teljesítménnyel az S-90-ben, az 56 W-nál nagyobb hosszú távú teljesítményt nem biztosították az AC-nak.

25 Hz-es frekvencián 25 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,12% volt a kompenzációs egység be-/kikapcsolása mellett, 56 W-os teljesítménynél pedig 0,02% és 0,15%.

Ezzel egyidejűleg tesztelték a kimeneti aluláteresztő szűrő általános OOS-sel való lefedésének szükségességét és hatékonyságát. 25 Hz-es frekvencián, 56 W teljesítménnyel, sorosan csatlakoztatva az RL-RC kimeneti aluláteresztő szűrő egyik váltakozó áramú kábelvezetékéhez, hasonlóan az ultralineáris UMZCH-ba szerelthez, Kr, elfordított kompenzátorral eléri a 0,18%-ot. 30 Hz-es frekvencián 56 W Kr teljesítménnyel 0,02% és 0,06% a kompenzációs egységgel be/ki. 35 Hz-es frekvencián 56 W Kr teljesítménnyel 0,02% és 0,04% a kompenzációs egységgel be/ki. 40 és 90 Hz-es frekvenciákon 56 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,04% a kompenzációs egység be/kikapcsolása mellett, 60 Hz frekvencián pedig -0,02% és 0,06%.

A következtetések nyilvánvalóak. Nemlineáris jeltorzulások jelenléte figyelhető meg az AC kivezetéseken. A váltóáramú kapcsokon a jel linearitásának romlása egyértelműen észlelhető, ha a 70 cm-es viszonylag vékony vezetéket tartalmazó aluláteresztő szűrő nem kompenzált, OOS ellenállásán keresztül csatlakozik. A torzítási szint függése a váltakozó áramú váltóáramra betáplált teljesítménytől arra utal, hogy ez a jelteljesítmény és az AC mélysugárzók névleges teljesítményének arányától függ. A torzítás a rezonánshoz közeli frekvenciákon a legkifejezettebb. A hangsugárzók által az audiojel hatására generált hátsó EMF-et az UMZCH kimeneti ellenállásának és a váltakozóáramú kábelek ellenállásának összege söntöli, így a torzítás mértéke a váltakozóáramú kivezetéseken közvetlenül függ a torzítás mértékétől. ezeknek a vezetékeknek az ellenállását és az erősítő kimeneti ellenállását.

A rosszul csillapított alacsony frekvenciájú hangszóró kúpja maga is felhangokat ad ki, ráadásul ez a hangszóró nemlineáris és intermodulációs torzítási termékek széles végét generálja, amelyeket a középfrekvenciás hangszóró reprodukál. Ez magyarázza a hangminőség romlását a középfrekvenciákon.

Annak ellenére, hogy az INI tökéletlensége miatt 0,02%-os nulla Kr-szintet feltételezünk, a kábelellenállás-kompenzátornak a jeltorzulásra gyakorolt hatása a váltakozó áramú kivezetéseknél egyértelműen és egyértelműen megfigyelhető. Megállapítható, hogy a kompenzációs egység zenei jelen történő működésének meghallgatása után levont következtetések és a műszeres mérések eredményei között teljes az egyetértés.

A kábeltisztító bekapcsolásakor egyértelműen hallható javulás azzal magyarázható, hogy a váltóáramú kivezetéseknél a torzítás megszűnésével a középső hangszóró nem termel minden szennyeződést. Nyilván ezért a középfrekvenciás hangszóró általi torzítások visszaadásának csökkentésével vagy kiküszöbölésével a kétkábeles hangszóró áramkör, az ún. A „bi-wiring”, amikor az LF és MF-HF szakaszok különböző kábelekkel vannak csatlakoztatva, hangzásbeli előnyt jelent az egykábeles áramkörhöz képest. Mivel azonban egy kétkábeles áramkörben az AC kisfrekvenciás szakasz kivezetésein a torz jel nem tűnik el sehol, ez az áramkör az alacsony rezgések szabad rezgésének csillapítási együtthatója szempontjából gyengébb a kompenzátoros változatnál. frekvenciájú hangszórókúp.

A fizikát nem lehet becsapni, és a tisztességes hangzáshoz nem elég, ha aktív terhelés mellett briliáns teljesítményt érünk el az erősítő kimenetén, hanem a linearitást sem kell elveszíteni, miután a jelet eljuttatjuk a hangszóró terminálokhoz. Egy jó erősítő részeként feltétlenül szükséges az egyik vagy másik séma szerint készült kompenzátor.

Integrátor.

A DA3-on lévő integrátor hatékonyságát és hibacsökkentési képességeit is tesztelték. A TL071 műveleti erősítővel rendelkező UMZCH BB-ben a kimeneti egyenfeszültség 6...9 mV tartományban van, és ezt a feszültséget nem lehetett csökkenteni egy további ellenállás beépítésével a nem invertáló bemeneti áramkörbe.

Az egyenáramú bemenettel rendelkező op-erősítőkre jellemző alacsony frekvenciájú zaj hatása az R16R13C5C6 frekvenciafüggő áramkörön keresztüli mély visszacsatolás lefedettsége miatt a kimeneti feszültség több millivoltos instabilitásában nyilvánul meg, ill. -60 dB a kimeneti feszültséghez képest névleges kimeneti teljesítmény mellett, 1 Hz alatti frekvenciákon, nem reprodukálható hangszórók.

Az internet megemlítette a VD1...VD4 védődiódák alacsony ellenállását, ami állítólag egy osztó (R16+R13)/R VD2|VD4 kialakulása miatti hibát okoz az integrátor működésében. . . A védődiódák fordított ellenállásának ellenőrzésére egy áramkört állítottunk össze az ábrán. 6. Itt az invertáló erősítő áramkör szerint csatlakoztatott DA1 op-amp-ot OOS fedi R2-n keresztül, kimeneti feszültsége arányos a vizsgált VD2 dióda és az R2 védőellenállás áramkörében 1 mV/ együtthatóval. nA, és az R2VD2 áramkör ellenállása - 1 mV/15 GOhm együtthatóval. Az op-amp - előfeszítő feszültség és a bemeneti áram additív hibáinak a dióda szivárgási áramának mérési eredményeire gyakorolt hatásának kizárása érdekében csak az op-amp kimenetén lévő belső feszültség különbségét kell kiszámítani. , a dióda tesztelése nélkül mérve, és az op-amp kimenetén a feszültség a beszerelés után. A gyakorlatban a műveleti erősítő kimeneti feszültségeinek több millivoltos különbsége tíz-tizenöt gigaohm nagyságrendű dióda fordított ellenállást ad 15 V-os fordított feszültség mellett. Nyilvánvaló, hogy a szivárgási áram nem növekszik a A dióda néhány millivolt szintre csökken, ami az op-amp integrátor és a kompenzátor feszültségkülönbségére jellemző.

De az üvegházban elhelyezett diódákra jellemző fotoelektromos hatás valójában az UMZCH kimeneti feszültségének jelentős változásához vezet. 60 W-os izzólámpával 20 cm távolságból megvilágítva az UMZCH kimenetén az állandó feszültség 20...3O mV-ra emelkedett. Bár nem valószínű, hogy hasonló szintű megvilágítást lehetett volna megfigyelni az erősítő házában, egy csepp festék ezekre a diódákra megszüntette az UMZCH módok megvilágítástól való függőségét. A szimulációs eredmények szerint az UMZCH frekvenciaválaszának csökkenése még 1 millihertzes frekvencián sem figyelhető meg. De az R16R13C5C6 időállandót nem szabad csökkenteni. Az integrátor és a kompenzátor kimenetein a váltakozó feszültségek fázisai ellentétesek, és a kondenzátorok kapacitásának vagy az integrátor ellenállások ellenállásának csökkenésével a kimeneti feszültség növekedése ronthatja a kondenzátor ellenállásának kompenzációját. hangszóró kábelek.

Az erősítők hangjának összehasonlítása. Az összeszerelt erősítő hangját több iparilag előállított külföldi erősítő hangjával hasonlították össze. A forrás egy Cambridge Audio CD-lejátszó volt; a Radiotekhnika UP-001 előerősítőt használták a végső UMZCH-k meghajtására és hangszintjének beállítására; a Sugden A21a és NAD C352 szabványos beállítási vezérlőket használt.

Elsőként a legendás, sokkoló és baromi drága angol UMZCH „Sugden A21a” került tesztelésre, amely A osztályban üzemel, 25 W-os kimeneti teljesítménnyel. Ami figyelemre méltó, hogy a VX-hez mellékelt dokumentációban a britek jobbnak látták, ha nem tüntetik fel a nemlineáris torzítások mértékét. Azt mondják, ez nem torzítás kérdése, hanem spiritualitás. A „Sugden A21a>” elveszett az UMZCH BB-2010-nel szemben, amely szintben és tisztaságban, magabiztosságban és alacsony frekvenciákon nemes hangzásban is hasonló teljesítményt nyújt. Ez nem meglepő, tekintve az áramkör kialakításának sajátosságait: mindössze egy kétfokozatú kváziszimmetrikus kimeneti követő azonos felépítésű tranzisztorokon, a múlt század 70-es éveinek áramköri kialakítása szerint összeszerelve, viszonylag nagy kimeneti ellenállással és a kimenetre csatlakoztatott elektrolit kondenzátor, ami tovább növeli a teljes kimeneti ellenállást - ez utóbbi maga a megoldás rontja bármely erősítő hangját alacsony és középfrekvencián. Közepes és magas frekvenciák Az UMZCH BB nagyobb részletgazdagságot, átláthatóságot és kiváló színpadi kidolgozást mutatott, amikor az énekesek és a hangszerek hang alapján egyértelműen lokalizálhatók. Egyébként, ha már az objektív mérési adatok és a szubjektív hangbenyomások korrelációjáról beszélünk: Sugden versenytársai egyik folyóiratcikkében a Kr-értékét 0,03%-os szinten határozták meg 10 kHz-es frekvencián.

A következő szintén az angol NAD C352 erősítő volt. Az általános benyomás ugyanaz volt: az angol markáns „vödör” hangja alacsony frekvencián nem hagyott esélyt, míg az UMZCH BB munkáját kifogástalannak minősítették. A NADA-val ellentétben, amelynek hangja sűrű bokrokhoz, gyapjúhoz és vattához társult, a BB-2010 közepes és magas frekvenciájú hangja lehetővé tette az előadóművészek hangjának egyértelmű megkülönböztetését egy általános kórusban és a hangszerek hangját egy zenekarban. A NAD C352 munkája egyértelműen kifejezte a hangosabb előadó, a hangosabb hangszer jobb hallhatóságának hatását. Ahogy maga az erősítő tulajdonosa fogalmazott, az UMZCH BB hangjában az énekesek nem „üvöltöttek és bólogattak” egymásnak, és a hegedű sem a gitárral, sem a trombitával nem harcolt hangerőben, hanem az összes hangszer békésen és harmonikusan „barátkozik” a dallam összhangképében. Magas frekvenciákon az UMZCH BB-2010 a fantáziadús audiofilek szerint úgy szól, mintha egy vékony, vékony ecsettel festené a hangot. Ezek a hatások az erősítők közötti intermodulációs torzítás különbségeinek tulajdoníthatók.

A Rotel RB 981 UMZCH hangja hasonló volt a NAD C352 hangjához, azzal a kivétellel jobb munka alacsony frekvenciákon, ennek ellenére az UMZCH BB-2010 páratlan maradt az AC vezérlés tisztaságában alacsony frekvenciákon, valamint a hang átlátszóságában és finomságában közepes és magas frekvenciákon.

Az audiofilek gondolkodásmódjának megértése szempontjából a legérdekesebb az az általános vélemény volt, hogy e három UMZCH-val szembeni fölényük ellenére „meleget” visznek a hangzásba, ami kellemesebbé teszi, és a BB UMZCH zökkenőmentesen működik, "semleges a hangra nézve."

A japán Dual CV1460 a bekapcsolás után azonnal elvesztette a hangját a mindenki számára legkézenfekvőbb módon, és nem vesztegettük az időt a részletes meghallgatással. Kr-je kis teljesítményen 0,04...0,07% tartományban volt.

Az erősítők összehasonlításából származó fő benyomások főbb jellemzőikben teljesen megegyeztek: az UMZCH BB hangzásban feltétel nélkül és egyértelműen megelőzte őket. Ezért a további vizsgálatokat szükségtelennek ítélték. Végül győzött a barátság, mindenki azt kapta, amit akart: egy meleg, lelkes hangzásért - Sugden, NAD és Rotel, és hallani, amit a rendező lemezre rögzített - UMZCH BB-2010.

Én személy szerint szeretem a high-fidelity UMZCH-t könnyű, tiszta, kifogástalan, nemes hangzásáért; könnyedén reprodukál bármilyen bonyolult szövegrészletet. Ahogy egy tapasztalt audiofil barátom fogalmazott, alacsony frekvencián variációk nélkül kezeli a dobfelszerelések hangjait, akár egy prés, közepes frekvencián úgy szól, mintha nem is lenne, magas frekvencián pedig mintha festene. a hangot vékony ecsettel. Számomra az UMZCH BB feszülésmentes hangzása a kaszkádok könnyű kezelhetőségével társul.

Irodalom

1. Sukhov I. UMZCH a nagy hűség. "Radio", 1989, 6. szám, 55-57. 7. szám, 57-61.

2. Ridiko L. UMZCH BB modern elemes alapon mikrokontrolleres vezérlőrendszerrel. „Rádióhobbi”, 2001, 5. szám, 52–57. 6. szám, 50-54. 2002, 2. szám, 53-56.

3. Ageev S. Szuperlineáris UMZCH mély környezetvédelemmel „Radio”, 1999, No. 10... 12; „Rádió”, 2000, 1. szám; 2; 4…6; 9…11.

4. Zuev. L. UMZCH párhuzamos OOS-szel. „Rádió”, 2005, 2. szám, 14. o.

5. Zsukovszkij V. Miért van szüksége az UMZCH (vagy „UMZCH VV-2008”) sebességére? „Rádióhobbi”, 2008, 1. szám, 55–59. 2. szám, 49-55.

UMZCH VVS-2011 végső verzió

UMZCH VVS-2011 verzió A séma végső szerzője Viktor Zsukovszkij Krasznoarmejszk

Az erősítő specifikációi:
1. Nagy teljesítmény: 150W/8ohm,
2. Nagy linearitás - 0,000,2...0,000,3% 20 kHz-en 100 W / 4 Ohm,
A szervizegységek teljes készlete:
1. Tartsa nulla állandó feszültséget,
2. AC vezetékek ellenállásának kompenzátora,
3. Áramvédelem,
4. DC kimeneti feszültség védelem,
5. Sima indítás.

UMZCH VVS2011 séma

A nyomtatott áramköri lapok elrendezését számos népszerű LepekhinV projekt résztvevője (Vladimir Lepekhin) végezte. Nagyon jól sikerült).

UMZCH-VVS2011 tábla

ULF erősítőkártya VVS-2011 alagút szellőztetésre lett tervezve (a radiátorral párhuzamosan). Az UN (feszültségerősítő) és VK (kimeneti fokozat) tranzisztorok telepítése kissé nehézkes, mivel a beszerelést/leszerelést csavarhúzóval kell elvégezni a PP-ben lévő kb. 6 mm átmérőjű lyukakon keresztül. Nyitott hozzáférés esetén a tranzisztorok vetülete nem esik a PP alá, ami sokkal kényelmesebb. Kicsit módosítanom kellett a táblán.

Az új szoftverben egyetlen pontot sem vettem figyelembe— ez a kényelem az erősítőkártyán történő védelem beállításához:

C25 0.1n, R42* 820 Ohm és R41 1k minden elem SMD és a forrasztási oldalon található, ami beállításnál nem túl kényelmes, mert Többször ki kell csavarni és meg kell húzni a csavarokat, amelyek a PCB-t az állványokhoz, a tranzisztorokat pedig a radiátorokhoz rögzítik. Ajánlat: Az R42* 820 két párhuzamosan elhelyezett SMD ellenállásból áll, innentől a javaslat: az egyik SMD ellenállást azonnal forrasztjuk, a másik kimeneti ellenállás túlnyúlását VT10-re forrasztjuk, az egyik kimenetet az alapra, a másikat az emitterre, kiválasztjuk, hogy a megfelelőt. Kijelölve, módosítsa a kimenetet smd-re az egyértelműség kedvéért:

Az UMZCH BB-2010 az UMZCH BB (high fidelity) erősítők jól ismert sorozatának új fejlesztése. Számos technikai megoldást Ageev munkája befolyásolt.

Műszaki adatok:

Harmonikus torzítás 20000 Hz-en: 0,001% (150 W/8 ohm)

Kis jelsávszélesség -3 dB: 0 – 800000 Hz

Kimeneti feszültség fordulatszáma: 100 V/µs

Jel-zaj és jel-háttér arány: 120 dB

A VVS-2010 elektromos rajza

A többi, professzionális és amatőr UMZCH-konstrukció túlnyomó többségében ezek közül a megoldások közül sok még mindig hiányzik. Ugyanakkor az UMZCH BB magas műszaki jellemzői és audiofil előnyei egyszerű áramköri megoldásokkal és minimális aktív elemekkel érhetők el. Valójában ez egy viszonylag egyszerű erősítő: egy csatorna pár nap alatt kapkodás nélkül összeállítható, és a beállítás csak a kimeneti tranzisztorok szükséges nyugalmi áramának beállítását jelenti. Kifejezetten a kezdő rádióamatőrök számára fejlesztették ki a csomópontonkénti, kaszkád tesztelés és beállítás módszerét, amellyel garantáltan lokalizálhatja az esetleges hibákat és megelőzheti azok lehetséges következményeit még az UMZCH teljes összeszerelése előtt. Az ezzel vagy a hasonló erősítőkkel kapcsolatos összes lehetséges kérdés részletes magyarázattal rendelkezik, mind papíron, mind az interneten.

Az erősítő bemenetén egy 1,6 Hz vágási frekvenciájú R1C1 felüláteresztő szűrő található, 1. ábra. De az üzemmód-stabilizáló eszköz hatékonysága lehetővé teszi, hogy az erősítő akár 400 mV egyenáramú komponensfeszültséget tartalmazó bemeneti jellel is működjön. Ezért ki van zárva a C1, amely megvalósítja a kondenzátorok nélküli út örök audiofil álmát, és jelentősen javítja az erősítő hangját.

Az előerősítők műveleti erősítői, a DAC utáni műveleti erősítők több voltos kimeneti feszültség fejlesztésére kényszerülnek. Mivel a műveleti erősítő erősítése kicsi, és 500-2000-szeres tartományban van 20 kHz-en, ez azt jelzi, hogy viszonylag nagy feszültségkülönbségű jellel működnek - több száz mikrovolttól LF-en több millivoltig 20 kHz-en és nagy az intermoduláció valószínűsége torzítást vezet be a műveleti erősítő bemeneti fokozata. Ezeknek a műveleti erősítőknek a kimeneti feszültsége megegyezik az utolsó feszültségerősítő fokozat kimeneti feszültségével, amelyet általában egy OE-vel ellátott áramkör szerint hajtanak végre. A több voltos kimeneti feszültség azt jelzi, hogy ez a fokozat meglehetősen nagy bemeneti és kimeneti feszültségekkel működik, és ennek eredményeként torzítja az erősített jelet. A műveleti erősítőt a párhuzamosan kapcsolt OOS és a terhelési áramkörök ellenállása terheli, amely esetenként több kiloohmos is lehet, ami akár több milliamperes kimeneti áramot igényel az erősítő kimeneti jelismétlőjétől. Ezért az IC kimeneti átjátszó áramának változása, amelynek kimeneti fokozatai legfeljebb 2 mA áramot fogyasztanak, meglehetősen jelentősek, ami azt is jelzi, hogy torzításokat vezetnek be az erősített jelbe. Látjuk, hogy a bemeneti fokozat, a feszültségerősítő fokozat és az op-amp kimeneti fokozat torzítást okozhat.

De a nagy pontosságú erősítő áramköri kialakítása a feszültségerősítő tranzisztoros részének nagy erősítésének és bemeneti ellenállásának köszönhetően nagyon kíméletes működési feltételeket biztosít a DA1 op-amp számára. Ítélje meg maga. Még az UMZCH-ban is, amely 50 V névleges kimeneti feszültséget fejlesztett ki, az op-amp bemeneti differenciálfokozata 12 μV feszültségkülönbségjelekkel működik 500 Hz-től 500 μV-ig 20 kHz-es frekvencián. A térhatású tranzisztorokon készült differenciálfokozat nagy bemeneti túlterhelhetőségének és a differenciáljel csekély feszültségének aránya biztosítja a jelerősítés magas linearitását. Az op-amp kimeneti feszültsége nem haladja meg a 300 mV-ot. amely jelzi a műveleti erősítő közös emitterével rendelkező feszültségerősítő fokozat alacsony bemeneti feszültségét - 60 μV-ig - és működésének lineáris módját. Az op-amp kimeneti fokozata legfeljebb 3 µA váltakozó áramot szolgáltat a körülbelül 100 kOhm terhelésre a VT2 alapoldaláról. Ebből következően az op-amp kimeneti fokozata is rendkívül könnyű üzemmódban, szinte alapjáraton működik. Valódi zenei jelen a feszültségek és áramok legtöbbször egy nagyságrenddel kisebbek a megadott értékeknél.

Ismeretes, hogy egy adott frekvencián a torzítási termékek szintje az erre a frekvenciára vonatkozó negatív visszacsatolás mélységével arányosan csökken. A nyitott áramkörű erősítést, mielőtt az erősítő elérné az OOS-t, alacsony frekvenciákon a bemeneti jel kicsinysége miatt nem mérhető. Számítások szerint a negatív visszacsatolás fedezésére kifejlesztett nyitott áramköri erősítés 104 dB negatív visszacsatolási mélységet tesz lehetővé 500 Hz-ig terjedő frekvencián. A 10 kHz-től kezdődő frekvenciákon végzett mérések azt mutatják, hogy az OOS mélysége 10 kHz-es frekvencián eléri a 80 dB-t, 20 kHz - 72 dB, 50 kHz - 62 dB és 40 dB - 200 dB frekvencián. kHz. A 2. ábra az UMZCH VV-2010 amplitúdó-frekvencia jellemzőit mutatja, és összehasonlításképpen hasonló bonyolultságú.

Az 1 kOhm ellenállású R17 linearizáló ellenállás használata a VT1, VT2 differenciálfokozatban különböző szerkezetű, soros teljesítményű tranzisztorokon megnöveli a DA1 op-amp kimeneti feszültségének a VT2 kollektorárammá való átalakításának linearitását. 40 dB mélységű helyi visszacsatoló hurok létrehozása. Ez látható abból, ha összehasonlítjuk az emitterek saját VT1, VT2 ellenállásainak összegét - egyenként kb. 5 Ohm - R17 ellenállással, vagy a VT1, VT2 hőfeszültségek összegét - kb. 50 mV - és az R17 ellenálláson bekövetkező feszültségesést. 5,2 - 5,6 V .

A vizsgált áramköri kialakítással épített erősítőknél éles, dekádonként 40 dB-es erősítés csökkenés figyelhető meg 13...16 kHz frekvencia felett. A hibajel, amely a torzítás eredménye, 20 kHz feletti frekvenciákon két-három nagyságrenddel kisebb, mint a hasznos audiojel. Ez lehetővé teszi a VT1, VT2 differenciálfokozat ezen frekvenciákon túlzó linearitását az UN tranzisztoros részének erősítésének növelésére konvertálni. A VT1, VT2 differenciálkaszkád áramának kisebb változásai miatt gyenge jelek erősítésekor annak linearitása nem romlik jelentősen a lokális visszacsatolás mélységének csökkenésével, hanem a DA1 műveleti erősítő működése, a amitől ezeken a frekvenciákon az egész erősítő linearitása függ, az erősítést megkönnyíti, mivel minden feszültség A műveleti erősítő torzítását meghatározó torzítások a különbségjeltől kezdve a kimeneti jelig az erősítés erősítésével arányosan csökkennek adott frekvenciát.

A VD7 megvédi a VT1 emitter csomópontot a C13, C16 töltőáramok áramlása miatt fellépő fordított feszültségtől az UMZCH kimeneti jelének feszültséggel történő korlátozásának módjában, és az ebből eredő maximális feszültségek nagy változási sebességgel az op kimenetén. - erősítő DA1.

A feszültségerősítő kimeneti fokozata VT3 tranzisztorból készül, amely egy közös alapáramkör szerint van csatlakoztatva, ami kiküszöböli a jel behatolását a kaszkád kimeneti áramköreiből a bemeneti áramkörökbe, és növeli annak stabilitását. A VT5 tranzisztoron és a kimeneti fokozat bemeneti ellenállásán lévő áramgenerátorra terhelt OB kaszkád magas stabil erősítést fejleszt - akár 13 000...15 000-szeresére. Az R24 ellenállás ellenállásának az R26 ellenállásának felére történő megválasztása garantálja a VT1, VT2 és VT3, VT5 nyugalmi áramok egyenlőségét. Az R24, R26 helyi visszacsatolást biztosít, amely csökkenti a korai hatást - a p21e változását a kollektor feszültségétől függően, és 40 dB-lel, illetve 46 dB-lel növeli az erősítő kezdeti linearitását. Az UN külön feszültséggel való táplálása, amely 15 V-tal magasabb, mint a kimeneti fokozatok feszültsége, lehetővé teszi a VT3, VT5 tranzisztorok kvázi-telítettségének hatásának kiküszöbölését, amely a p21e csökkenésében nyilvánul meg, amikor a kollektorbázis a feszültség 7 V alá csökken.

A háromfokozatú kimeneti követőt bipoláris tranzisztorok segítségével szerelik össze, és nem igényel különösebb megjegyzést. Ne próbáljon megküzdeni az entrópiával a kimeneti tranzisztorok nyugalmi áramának spórolásával. Nem lehet kevesebb, mint 250 mA; a szerző verziójában - 320 mA.

Az AC vezeték ellenállás-kompenzációs egysége invertáló erősítő formájában készül, Ky = -2-vel a DA2, R10, C4, R11 és R9 műveleti erősítőkön. Ennek az erősítőnek a bemeneti feszültsége a feszültségesés a „hideg” („földelt”) hangszóróvezetéken. Mivel ellenállása megegyezik a váltakozó áramú kábel „forró” vezetékének ellenállásával, mindkét vezeték ellenállásának kompenzálásához elegendő a „hideg” vezeték feszültségének megkétszerezése, megfordítása és az R9 ellenálláson keresztül egy ellenállása megegyezik az OOS áramkör R8 és R70 ellenállásának összegével, alkalmazza a DA1 op-amp invertáló bemenetére. Ezután az UMZCH kimeneti feszültsége a hangsugárzó vezetékeken fellépő feszültségesések összegével növekszik, ami megegyezik az ellenállásuk csillapítási együtthatóra gyakorolt hatásának és az interfész torzításának szintjével a hangszóró kapcsokon. A hangszórók hátsó EMF-je nemlineáris komponensének AC vezeték ellenállásának csökkenése ellensúlyozása különösen szükséges az audiotartomány alacsonyabb frekvenciáin. A magassugárzó jelfeszültségét a vele sorba kapcsolt ellenállás és kondenzátor korlátozza. Komplex ellenállásuk sokkal nagyobb, mint a hangszórókábelek ellenállása, így ennek az ellenállásnak a HF-en való kompenzálása értelmetlen. Ennek alapján az R11C4 integráló áramkör 22 kHz-re korlátozza a kompenzátor működési frekvenciasávját.

Az áramvédelmi egység megakadályozza a kimeneti tranzisztorok károsodását a terhelés rövidzárlatánál. Az áramérzékelő az R53 - R56 és az R57 - R60 ellenállások, ami elég. Az erősítő kimeneti áramának ezeken az ellenállásokon keresztüli áramlása feszültségesést hoz létre, amely az R41R42 osztóra kerül. A küszöbértéknél nagyobb feszültség nyitja a VT10 tranzisztort, a kollektoráram pedig a VT8VT9 indítócella VT8-át. Ez a cella nyitott tranzisztorokkal stabil állapotba kerül, és megkerüli a HL1VD8 áramkört, nullára csökkenti a Zener-diódán átmenő áramot, és lezárja a VT3-at. A C21 kisütése kis árammal a VT3 alapról több milliszekundumot is igénybe vehet. A triggercella kioldása után a C23 alsó lapján lévő feszültség, amelyet a HL1 LED feszültsége tölt fel 1,6 V-ra, a pozitív tápsín -7,2 V szintről -1,2 B1 szintre emelkedik, ennek a kondenzátornak a felső lapján a feszültség is 5 V-tal nő. A C21 gyorsan kisüt az R30 ellenálláson keresztül a C23-ba, a VT3 tranzisztor pedig kikapcsol. Közben megnyílik a VT6 és az R33-on keresztül az R36 a VT7-et. A VT7 megkerüli a VD9 zener diódát, kisüti a C22 kondenzátort R31-en keresztül, és kikapcsolja a VT5 tranzisztort. Előfeszítő feszültség vétele nélkül a végfok tranzisztorai is kikapcsolnak.

A trigger kezdeti állapotának visszaállítása és az UMZCH bekapcsolása az SA1 „Protection Reset” gomb megnyomásával történik. A C27 a VT9 kollektoráramával töltődik, és megkerüli a VT8 alapáramkörét, lezárva a triggercellát. Ha erre a pillanatra a vészhelyzet megszűnt és a VT10 reteszelődik, a cella stabilan zárt tranzisztoros állapotba kerül. A VT6, VT7 zárva van, a referenciafeszültség a VT3, VT5 alapokra kerül, és az erősítő működési módba lép. Ha a rövidzárlat az UMZCH terhelésben folytatódik, a védelem újra aktiválódik, még akkor is, ha a C27 kondenzátor az SA1-re van csatlakoztatva. A védelem olyan hatékonyan működik, hogy a korrekció beállításánál az erősítő többször is feszültségmentes lett kis forrasztáshoz a nem invertáló bemenet érintésével. Az így létrejövő öngerjesztés a kimeneti tranzisztorok áramának növekedéséhez vezetett, és a védelem kikapcsolta az erősítőt. Ez a durva módszer ugyan általános szabályként nem javasolható, de az áramvédelem miatt nem okozott kárt a kimeneti tranzisztorokban.

Az AC kábel ellenállás-kompenzátorának működése

Meglepő, hogy mennyi felesleges vita robbant fel az interneten a kábelellenállás kompenzáció hasznosságáról/haszontalanságáról. Szokás szerint különösen azok ragaszkodtak a nemlineáris jel hallgatásához, akik számára a rendkívül egyszerű kábeltisztítási séma bonyolultnak és érthetetlennek tűnt, a költségek túlzottan magasak, a telepítés pedig munkaigényes ©. Még olyan javaslatok is hangzottak el, hogy mivel ennyi pénzt költenek magára az erősítőre, bűn lenne spórolni a szentel, de a legjobb, elbűvölő utat kell választani, amelyet az egész civilizált emberiség követ, és... vásároljon normális, emberi © szuper drága nemesfém kábelek. Nagy meglepetésemre olajat öntöttek a tűzre a nagy tekintélyű szakemberek nyilatkozatai a kompenzációs egység otthoni haszontalanságáról, beleértve azokat a szakembereket is, akik sikeresen használják ezt az egységet az erősítőkben. Nagyon sajnálatos, hogy sok rádióamatőrtárs bizalmatlan volt azokkal a jelentésekkel kapcsolatban, amelyek az alacsony és középső hangminőség javulását jelezték egy kompenzátor beépítésével, és mindent megtettek annak érdekében, hogy elkerüljék az UMZCH teljesítményének javításának ezt az egyszerű módját, ezáltal kirabolva magukat.

Kevés kutatást végeztek az igazság dokumentálására. A GZ-118 generátorból számos frekvenciát tápláltak az UMZCH BB-2010-be a váltakozó áram rezonanciafrekvenciájának tartományában, a feszültséget S1-117 oszcilloszkóp vezérelte, a váltakozó áramú kapcsokon pedig Kr-t mértek. az INI S6-8, 4. ábra. A huzalellenállás hatékonyságának ellenőrzése Az R1 ellenállás be van szerelve, hogy elkerülje a kompenzátor bemenetének zavarását a vezérlő és a közös vezetékek közötti váltáskor. A kísérletben 3 m hosszú, 6 négyzetméter magkeresztmetszetű, általános és nyilvánosan elérhető váltakozó áramú kábeleket használtunk. mm, valamint az Acoustic Kingdomtól származó GIGA FS Il hangszórórendszer 25-22000 Hz-es frekvenciatartományban, 8 Ohm névleges impedanciával és 90 W névleges teljesítménnyel.

Sajnos a C6-8 harmonikus jelerősítők áramköri tervezése nagy kapacitású oxidkondenzátorok használatát foglalja magában az OOS áramkörökben. Emiatt ezen kondenzátorok alacsony frekvenciájú zaja befolyásolja az eszköz alacsony frekvenciájú felbontását, ami az alacsony frekvenciájú felbontás romlását okozza. A GZ-118-ból közvetlenül a C6-8-ból 25 Hz frekvenciájú Kr jel mérésekor a műszer leolvasása 0,02% körül mozog. A kompenzátor hatásfokának mérése esetén a GZ-118 generátor rovátkolt szűrőjével ezt a korlátozást nem lehet megkerülni, mert a 2T szűrő hangolási frekvenciájának számos diszkrét értéke alacsony frekvenciákon 20, 60, 120, 200 Hz-re van korlátozva, és nem teszi lehetővé Kr mérését a számunkra érdekes frekvenciákon. Ezért vonakodva a 0,02%-os szintet nullának, referenciaként fogadták el.

Ismerve az importált berendezések gyártóinak laza hozzáállását a teljesítményre vonatkozó feliratok jelentéséhez, és emlékezve arra a csodálatos, a nyugati szabványok átvétele utáni, alacsony frekvenciájú, 30 W-os hangszóróteljesítményű akusztikus rendszer átalakulására is 56 W-nál nagyobb időtartamú teljesítményt nem szolgáltattak az AC-nak.

25 Hz-es frekvencián 25 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,12% volt a kompenzációs egység be-/kikapcsolása mellett, 56 W-os teljesítménynél pedig 0,02% és 0,15%.

Annak ellenére, hogy az INI tökéletlensége miatt 0,02%-os nulla Kr-szintet feltételezünk, a kábelellenállás-kompenzátor hatása a váltakozó áramú jel torzítására egyértelműen és egyértelműen megfigyelhető. Megállapítható, hogy a kompenzációs egység zenei jelen történő működésének meghallgatása után levont következtetések és a műszeres mérések eredményei között teljes az egyetértés.

Integrátor

Az internet megemlítette a VD1...VD4 védődiódák alacsony ellenállását, ami állítólag az integrátor működésébe hoz hibát az elválasztó (R16+R13)/R VD2|VD4 kialakulása miatt. A védődiódák ellenállása, egy áramkör került összeállításra az ábrán. 6. Itt az invertáló erősítő áramkör szerint csatlakoztatott DA1 műveleti erősítőt OOS fedi R2-n keresztül, kimeneti feszültsége arányos a vizsgált VD2 dióda és az R2 védőellenállás áramkörében 1 mV-os együtthatóval. /nA, és az R2VD2 áramkör ellenállása - 1 mV/15 GOhm együtthatóval. Az op-amp - előfeszítő feszültség és a bemeneti áram additív hibáinak a dióda szivárgási áramának mérési eredményeire gyakorolt hatásának kizárása érdekében csak az op-amp kimenetén mért belső feszültség közötti különbséget kell kiszámítani. a dióda tesztelése nélkül, és az op-amp kimenetén a feszültség a telepítés után. A gyakorlatban a műveleti erősítő kimeneti feszültségeinek több millivoltos különbsége tíz-tizenöt gigaohm nagyságrendű dióda fordított ellenállást ad 15 V-os fordított feszültség mellett. Nyilvánvaló, hogy a szivárgási áram nem növekszik a A dióda néhány millivolt szintre csökken, ami az op-amp integrátor és a kompenzátor feszültségkülönbségére jellemző.

Az erősítők hangjának összehasonlítása. Az összeszerelt erősítő hangját több iparilag előállított külföldi erősítő hangjával hasonlították össze. A forrás a Cambridge Audio CD-lejátszója volt; egy előerősítőt használtak a végső UMZCH-k meghajtására és hangszintjének beállítására; a Sugden A21a és NAD C352 szabványos beállítási vezérlőket használt.

Elsőként a legendás, sokkoló és baromi drága angol UMZCH „Sugden A21a” került tesztelésre, amely A osztályban üzemel, 25 W-os kimeneti teljesítménnyel. Ami figyelemre méltó, hogy a VX-hez mellékelt dokumentációban a britek jobbnak látták, ha nem tüntetik fel a nemlineáris torzítások mértékét. Azt mondják, ez nem torzítás kérdése, hanem spiritualitás. A „Sugden A21a>” elveszett az UMZCH BB-2010-nel szemben, amely szintben és tisztaságban, magabiztosságban és alacsony frekvenciákon nemes hangzásban is hasonló teljesítményt nyújt. Ez nem meglepő, tekintve az áramkör kialakításának sajátosságait: mindössze egy kétfokozatú kváziszimmetrikus kimeneti követő azonos felépítésű tranzisztorokon, a múlt század 70-es éveinek áramköri kialakítása szerint összeszerelve, viszonylag nagy kimeneti ellenállással és a kimenetre csatlakoztatott elektrolit kondenzátor, ami tovább növeli a teljes kimeneti ellenállást - ez utóbbi maga a megoldás rontja bármely erősítő hangját alacsony és középfrekvencián. Közepes és magas frekvenciákon az UMZCH BB nagyobb részletgazdagságot, átlátszóságot és kiváló jelenetkidolgozást mutatott, amikor az énekesek és a hangszerek hang alapján egyértelműen lokalizálhatók voltak. Egyébként, ha már az objektív mérési adatok és a szubjektív hangbenyomások korrelációjáról beszélünk: Sugden versenytársai egyik folyóiratcikkében a Kr-értékét 0,03%-os szinten határozták meg 10 kHz-es frekvencián.

A Rotel RB 981 UMZCH hangzása hasonló volt a NAD C352 hangjához, kivéve a jobb teljesítményt alacsony frekvenciákon, ennek ellenére a BB-2010 UMZCH páratlan maradt az alacsony frekvenciákon történő AC vezérlés tisztaságában, valamint a a hang átlátszósága és finomsága közép- és magas frekvenciákon.

UMZCH VVS-2011 végső verzió

Az erősítő specifikációi:

Nagy teljesítmény: 150W/8ohm
Magas linearitás: 0,0002 – 0,0003% (20 kHz-en 100 W / 4 ohm)

A szervizegységek teljes készlete:

Tartsa nulla állandó feszültséget
AC vezeték ellenállás kompenzátor
Áramvédelem
Kimeneti egyenfeszültség védelem
Sima kezdés

Elektromos diagram

A nyomtatott áramköri lapok elrendezését számos népszerű LepekhinV projekt résztvevője (Vladimir Lepekhin) végezte. Nagyon jól sikerült).

VVS-2011 erősítő kártya

Indításvédő eszköz

VVS-2011 AC erősítő védőkártya

A VHF VVS-2011 erősítőkártyát alagút szellőztetésre tervezték (a radiátorral párhuzamosan). Az UN (feszültségerősítő) és VK (kimeneti fokozat) tranzisztorok telepítése kissé nehézkes, mivel a beszerelést/leszerelést csavarhúzóval kell elvégezni a PP-ben lévő kb. 6 mm átmérőjű lyukakon keresztül. Nyitott hozzáférés esetén a tranzisztorok vetülete nem esik a PP alá, ami sokkal kényelmesebb. Kicsit módosítanom kellett a táblán.

Erősítő kártya

VVS-2011 erősítő kapcsolási rajza

Egy dolgot nem vettem figyelembe az új PCB-knél, az az erősítőkártya védelem beállításának egyszerűsége

C25 = 0,1 nF, R42* = 820 Ohm és R41 = 1 kOhm. Minden SMD elem a forrasztási oldalon található, ami nagyon kényelmetlen beállításnál, mert Többször ki kell csavarni és meg kell húzni a csavarokat, amelyek a PCB-t az állványokhoz, a tranzisztorokat pedig a radiátorokhoz rögzítik.

Ajánlat: R42* 820 Ohm két párhuzamosan elhelyezett SMD ellenállásból áll, innen a javaslat: az egyik SMD ellenállást azonnal forrasztjuk, a másik kimeneti ellenállás túlnyúlását VT10-re forrasztjuk, az egyik kimenet az alapra, a másik az emitterre, kiválasztjuk a megfelelőt. Felvettük, és az egyértelműség kedvéért SMD-re változtattuk a kimenetet.

Az 1989-ben Nikolai Sukhov által kifejlesztett high-fidelity audio teljesítményerősítő (AMP) joggal nevezhető legendásnak. Fejlesztése során professzionális megközelítést alkalmaztak, amely az analóg áramkörök területén szerzett ismeretekre és tapasztalatokra épült. Ennek eredményeként ennek az erősítőnek a paraméterei olyan magasnak bizonyultak, hogy ez a kialakítás még ma sem veszítette el relevanciáját. Ez a cikk az erősítő kissé továbbfejlesztett változatát írja le. A fejlesztések egy új elemalap és egy mikrokontroller vezérlőrendszer használatán múlnak.

A teljesítményerősítő (PA) minden hangreprodukciós komplexum szerves része. Az ilyen erősítők kialakításáról számos leírás áll rendelkezésre. De az esetek túlnyomó többségében még nagyon jó tulajdonságok, teljes hiánya van a szolgáltatási szolgáltatásoknak. De manapság, amikor a mikrokontrollerek széles körben elterjedtek, egy kellően fejlett vezérlőrendszer létrehozása nem különösebben nehéz. Ugyanakkor a funkcionalitás szempontjából a házi készítésű készülék nem lehet rosszabb, mint a legjobb márkás minták. Az UMZCH BB mikrokontrolleres vezérlőrendszerrel ellátott változata az ábrán látható. 1:

Rizs. 1. Az erősítő megjelenése.

Az UMZCH VV eredeti áramköre elegendő paraméterrel rendelkezik annak biztosítására, hogy az erősítő ne legyen a nemlinearitás domináns forrása a hangvisszaadási útvonalon a kimeneti teljesítmények teljes tartományában. Ezért a jellemzők további javítása már nem jelent észrevehető előnyöket.

Legalábbis a különböző hangsávok hangminősége sokkal jobban eltér, mint az erősítők hangminősége. Ebben a témában idézhet az „Audio” magazinból: „ Hangzásilag nyilvánvaló különbségek vannak az olyan kategóriákban, mint a hangszórók, mikrofonok, LP hangszedők, lehallgató helyiségek, stúdióterek, koncerttermek, és különösen a különböző lemeztársaságok által használt stúdió- és felvevőberendezés-konfigurációk. Ha finom különbségeket szeretne hallani a hangszíntérben, hasonlítsa össze John Eargle Delos-felvételeit Jack Renner Telarc-felvételeivel, ne az előerősítőket. Vagy ha finom különbségeket szeretne hallani az átmenetekben, hasonlítsa össze a dmp stúdió jazz felvételeit a Chesky stúdió jazz felvételeivel a két összekapcsolás helyett.»

Ennek ellenére a Hi-End szerelmesei továbbra is keresik a „megfelelő” hangzást, ami az elmére is hatással van. Valójában a PA egy nagyon egyszerű lineáris út példája. Az áramköri technológia jelenlegi fejlettségi szintje lehetővé teszi, hogy egy ilyen eszközt kellően magas paraméterekkel biztosítsanak, hogy a bevezetett torzítások láthatatlanok legyenek. Ezért a gyakorlatban bármely két modern, nem excentrikus kialakítású PA egyformán szól. Ellenkezőleg, ha egy elmének van valamilyen különleges, sajátos hangja, az csak egy dolgot jelent: az ilyen elme által bevezetett torzulások nagyok, és hallással jól észrevehetők.

Ez nem jelenti azt, hogy egy jó minőségű elme tervezése nagyon egyszerű. Sok finomság létezik, mind az áramkör, mind a tervezés. De mindezen finomságok már régóta ismertek a komoly PA-gyártók előtt, és a modern PA-k tervezésében általában nem találkoznak durva hibákkal. Ez alól kivételt képeznek a drága Hi-End erősítők, amelyeket gyakran nagyon rosszul terveztek. Még ha a PA által bevezetett torzítás kellemes is a fülnek (ahogyan a csöves erősítők rajongói állítják), ennek semmi köze a hangvisszaadás magas hűségéhez.

A szélessáv és a jó linearitás hagyományos követelményei mellett a jó minőségű PA-ra számos további követelmény is vonatkozik. Néha ezt hallhatod otthoni használatra 20-35 W erősítő teljesítmény elegendő. Ha átlagos teljesítményről beszélünk, akkor ez az állítás igaz. De egy valódi zenei jel csúcsteljesítményszintje meghaladhatja átlagos szint 10-20 alkalommal. Ezért egy ilyen jel torzításmentes reprodukálásához 20 W átlagos teljesítménnyel körülbelül 200 W PA teljesítményre van szükség. Itt van például az erősítő szakértői értékelésének következtetése: Az egyetlen kritika a nagy ütős hangszerek hangjának elégtelen hangereje volt, ami az erősítő elégtelen kimeneti teljesítményével magyarázható (120 W-os csúcs 4 Ohm-os terhelésbe).»

Az akusztikus rendszerek (AS) összetett terhelést jelentenek, és az impedancia nagyon összetett frekvenciától függ. Egyes frekvenciákon 3-4-szer kisebb lehet a névleges értéknél. A PA-nak képesnek kell lennie torzítás nélkül működni ilyen alacsony impedanciájú terhelés mellett. Például, ha a hangszórórendszer névleges impedanciája 4 ohm, akkor a PA-nak normálisan kell működnie 1 ohmos terhelés mellett. Ez nagyon nagy kimeneti áramokat igényel, amit a PA tervezésénél figyelembe kell venni. A leírt erősítő megfelel ezeknek a követelményeknek.

A közelmúltban gyakran szóba került az optimális erősítő kimeneti impedancia a hangszóró torzításának minimalizálása szempontjából. Ez a téma azonban csak az aktív hangszórók tervezésénél releváns. A passzív hangsugárzó-keresztező szűrők abból a feltételezésből származnak, hogy a jelforrás elhanyagolhatóan alacsony kimeneti impedanciával rendelkezik. Ha a PA-nak nagy a kimeneti impedanciája, akkor az ilyen hangszórók frekvenciamenete erősen torz lesz. Ezért nincs más hátra, mint alacsony kimeneti impedanciát biztosítani a PA számára.

Megállapítható, hogy a PA-k új fejlesztései elsősorban a költségek csökkentése, a kivitel gyárthatóságának javítása, a kimeneti teljesítmény növelése, a hatékonyság növelése és a fogyasztói minőség javítása irányába hatnak. Ez a cikk azokra a szervizfunkciókra összpontosít, amelyek a mikrokontroller vezérlőrendszerének köszönhetően valósulnak meg.

Az erősítő MIDI formátumú tokban készül, méretei 348x180x270 mm, súlya kb. 20 kg. A beépített mikrokontroller lehetővé teszi az erősítő IR távirányítóval történő vezérlését (megosztva előerősítő). Ezen kívül a mikrokontroller méri és kijelzi az átlagos és kvázi csúcsteljesítményt, a radiátor hőmérsékletét, végrehajtja az időzített leállásokat, és feldolgozza a vészhelyzeteket. Az erősítő védelmi rendszere, valamint a be- és kikapcsolás vezérlés egy mikrokontroller közreműködésével valósul meg. Az erősítő külön készenléti tápegységgel rendelkezik, amely lehetővé teszi, hogy „STANDBY” üzemmódban legyen, amikor a fő áramforrások ki vannak kapcsolva.

A leírt erősítő neve NSM (National Sound Machines), PA-9000 modell, mivel az eszköz neve része a tervezésnek, és jelen kell lennie. A megvalósított szolgáltatási funkciók bizonyos esetekben redundánsnak bizonyulhatnak, ilyen helyzetekre az erősítő „minimalista” változatát (PA-2020 modell) fejlesztették ki, amely csak egy tápkapcsolóval és egy kétszínű LED-del rendelkezik. az előlapon, a beépített mikrokontroller pedig csak a be- és kikapcsolási folyamatot vezérli, kiegészíti a védelmi rendszert és távvezérlést biztosít a „STANDBY” módhoz.

Az erősítő összes kezelőszerve és jelzése az előlapon található. Neki kinézetábrán látható a kezelőszervek célja. 2:

Rizs. 2. Az erősítő előlapja.

1 - LED a külső fogyasztók bekapcsolásához EXT	9 - mínusz gomb
2 - DUTY tápegység LED	10 - csúcsteljesítmény-jelző gomb PEAK
3 - gomb a készenléti módba váltáshoz STANDBY	11 - IDŐZÍTŐ jelzőgomb
4 - POWER gomb	12 - hőmérsékletjelző gomb°C
5 - fő tápellátás LED MAIN	13 - plusz gomb
6 - LED a normál működéshez OPERATE	14 - bal csatorna hiba LED FAIL L
7 - terheléskapcsoló LED LOAD	15 - jobb csatorna hiba LED FAIL R
8 - kijelző

Bekapcsológomb biztosítja az erősítő teljes leválasztását a hálózatról. Ez a gomb fizikailag csak a készenléti áramforrást választja le a hálózatról, ennek megfelelően kis áramerősségre is tervezhető. A fő áramforrások bekapcsolása relék segítségével történik, amelyek tekercselése készenléti forrásból táplálkozik. Ezért, ha a „POWER” gomb le van tiltva, az összes erősítő áramköre garantáltan feszültségmentes lesz.

A POWER gomb bekapcsolásakor az erősítő teljesen be van kapcsolva. A kapcsolási folyamat a következőképpen történik: a készenléti forrás azonnal bekapcsol, amit a „DUTY” készenléti tápegység LED-je bizonyít. A mikrokontroller alaphelyzetbe állításához szükséges idő elteltével a külső aljzatok áram alá kerülnek, és az „EXT” LED világít. Ezután a „MAIN” LED világít, és megtörténik a fő források bekapcsolásának első szakasza. Kezdetben a fő transzformátorokat korlátozó ellenállásokon keresztül kapcsolják be, amelyek megakadályozzák a kezdeti bekapcsolási áramot a lemerült szűrőkondenzátorok miatt. A kondenzátorok fokozatosan feltöltődnek, és amikor a mért tápfeszültség elér egy beállított küszöbértéket, a korlátozó ellenállásokat eltávolítják az áramkörből. Ezzel egyidejűleg az „OPERATE” LED világít. Ha a megadott időn belül a tápfeszültség nem éri el a beállított küszöböt, az erősítő bekapcsolási folyamata megszakad, és a riasztási jelzés bekapcsol. Ha a fő források bekapcsolása sikeres volt, a mikrokontroller ellenőrzi a védelmi rendszer állapotát. Vészhelyzetek hiányában a mikrokontroller lehetővé teszi a terhelésrelé bekapcsolását, és a „LOAD” LED világít.

STANDBY gomb vezérli a készenléti módot. A gomb rövid megnyomásával az erősítő készenléti módba kerül, vagy éppen ellenkezőleg, bekapcsolja az erősítőt. A gyakorlatban előfordulhat, hogy be kell kapcsolnia a külső aljzatokat, miközben a PA készenléti üzemmódban van. Erre például akkor van szükség, ha hangsávot hallgat sztereó telefonokon, vagy ha hangvezérlés nélkül szinkronizál. A „STANDBY” gomb hosszú (hangjelzésig) megnyomásával a külső aljzatok egymástól függetlenül ki- és bekapcsolhatók. Annak az opciónak, amikor a PA be van kapcsolva és a socketek ki vannak kapcsolva, nincs értelme, ezért nincs megvalósítva.

Az előlap 4 számjegyű digitálisat tartalmaz kijelzőés 5 kijelzővezérlő gomb. A kijelző a következő üzemmódokban működhet (3a. ábra):

Tiltva
az átlagos kimeneti teljesítmény kijelzése [W]
kvázi csúcs kimeneti teljesítmény jelzés
Időzítő állapotjelző [M]
Radiátor hőmérséklet kijelző [°C]

Közvetlenül a PA bekapcsolása után a kijelző kikapcsol, mivel a legtöbb esetben a PA működtetésekor nincs rá szükség. A kijelzőt a „PEAK”, „TIMER” vagy „°C” gombok valamelyikének megnyomásával kapcsolhatja be.

Rizs. 3. Megjelenítési lehetőségek.

PEAK gomb bekapcsolja a kimeneti teljesítmény kijelzőjét, és vált az átlagos/kvázi csúcsteljesítmény üzemmódok között. A kimeneti teljesítmény jelzési módban a „W” világít a kijelzőn, és kvázi csúcsteljesítmény esetén a „PEAK” is világít. A kimeneti teljesítmény wattban van megadva, 0,1 watt felbontás mellett. A mérés a terhelés áramának és feszültségének megszorzásával történik, így a leolvasások minden megengedett terhelési ellenállás értékre érvényesek. Tartsa lenyomva a PEAK gombot, amíg egy hangjelzés ki nem kapcsolja a kijelzőt. A kijelző kikapcsolása, valamint a különböző megjelenítési módok közötti váltás zökkenőmentesen történik (egyik kép „átfolyik” a másikba). Ezt a hatást szoftverben valósítják meg.

TIMER gomb megjeleníti az időzítő aktuális állapotát, és az „M” betű világít. Az időzítő lehetővé teszi egy időintervallum beállítását, amely után az erősítő készenléti üzemmódba kapcsol, és a külső aljzatok kikapcsolnak. Meg kell jegyezni, hogy ennek a funkciónak a használatakor a komplexum többi összetevőjének lehetővé kell tennie az áramellátás „menet közben” történő kikapcsolását. Tuner és CD-lejátszó esetében ez általában elfogadható, de egyes kazettás magnóknál előfordulhat, hogy kikapcsolt állapotban a CVL nem megy „STOP” módba. Ezeket a deckeket lejátszás vagy felvétel közben nem lehet kikapcsolni. A márkás eszközök között azonban az ilyen fedélzetek rendkívül ritkák. Éppen ellenkezőleg, a legtöbb fedélzeten van egy „Timer” kapcsoló, amelynek 3 állása van: „Ki”, „Rögzítés” és „Lejátszás”, amely lehetővé teszi a lejátszási vagy felvételi mód azonnali bekapcsolását a tápellátás egyszerű bekapcsolásával. Ezeket a módokat úgy is kikapcsolhatja, hogy egyszerűen eltávolítja a tápellátást. Az erősítő időzítője a következő időközönként programozható (3b. ábra): 5, 15, 30, 45, 60, 90 és 120 perc. Ha az időzítőt nem használja, akkor azt „OFF” állásba kell állítani. Az áramellátás bekapcsolása után azonnal ebben az állapotban van.

Az időzítő intervallum be van állítva "+" és "-" gombok időzítő megjelenítési módban. Ha az időzítő be van kapcsolva, a kijelzőn mindig világít a „TIMER” LED, az időzítő jelzés bekapcsolása pedig a valós aktuális állapotot mutatja, pl. hány perc van hátra a leállításig? Ilyen helyzetben az intervallum meghosszabbítható a „+” gomb megnyomásával.

"°C" gomb bekapcsolja a radiátorok hőmérsékletének kijelzését, és a „°C” szimbólum világít. Minden radiátor külön hőmérővel rendelkezik, de a maximális hőmérsékleti érték megjelenik a kijelzőn. Ugyanezek a hőmérők a ventilátor vezérlésére és az erősítő kimeneti tranzisztorainak hőmérséklet-védelmére szolgálnak.

Mert balesetjelzés Az előlapon két LED található: „FAIL LEFT” és „FAIL RIGHT”. A védelem kioldásakor a megfelelő LED kigyullad az egyik PA csatornában, és a kijelzőn megjelenik a baleset okának betűjeles neve (3c. ábra). Ebben az esetben az erősítő készenléti üzemmódba kerül. Az erősítő a következő típusú védelmet valósítja meg:

végfok túláramvédelem
DC kimenet védelem
tápfeszültség meghibásodás elleni védelem
hálózati feszültségveszteség elleni védelem
védelem a kimeneti tranzisztorok túlmelegedése ellen

Túlfeszültség védelem akkor reagál, ha a kimeneti fokozat árama meghaladja a meghatározott küszöbértéket. Nemcsak a hangszórókat, hanem a kimeneti tranzisztorokat is kíméli például az erősítő kimenetén bekövetkező rövidzárlat esetén. Ez egy trigger típusú védelem; kioldása után a PA normál működése csak az újbóli bekapcsolás után áll vissza. Mivel ez a védelem nagy teljesítményt igényel, hardverben valósul meg. A kijelzőn „IF”-ként jelenik meg.

Reagál a PA kimeneti feszültség 2 V-nál nagyobb egyenáramú összetevőjére. Védi a hangszórókat, és hardverben is implementálva van. A kijelzőn „dcF”-ként jelenik meg.

Reagál bármely kar tápfeszültségének egy meghatározott szint alá csökkenésére. A tápfeszültségek szimmetriájának jelentős megsértése állandó komponens megjelenését okozhatja a PA kimenetén, ami veszélyes a hangszórórendszerre. A kijelzőn „UF”-ként jelenik meg.

Egymás után több hálózati feszültség kiesésére reagál. Ennek a védelemnek az a célja, hogy lekapcsolja a terhelést, mielőtt a tápfeszültség leesik és tranziens megindulna. Hardverben megvalósítva a mikrokontroller csak az állapotát olvassa. A kijelzőn „prF”-ként jelenik meg.

túlmelegedés elleni védelem A kimeneti tranzisztorok szoftverben vannak megvalósítva, a radiátorokra szerelt hőmérőkből származó információkat használnak fel. A kijelzőn „tF” jelzés látható.

Az elmének megvan a képessége távirányító . Mivel sok vezérlőgombra nincs szükség, ugyanaz a távirányító használható, mint az előerősítő vezérléséhez. Ez a távirányító az RC-5 szabvány szerint működik, és három gombbal rendelkezik, amelyeket kifejezetten a PA vezérlésére terveztek. A „STANDBY” gomb teljesen megismétli az előlapon található hasonló gombot. A „DISPLAY” gomb lehetővé teszi a kijelzési mód gyűrűben történő váltását (3a. ábra). Tartsa lenyomva a DISPLAY gombot, amíg egy hangjelzés ki nem kapcsolja a kijelzőt. A „MODE” gomb lehetővé teszi az időzítő időintervallumának megváltoztatását (3b. ábra), pl. helyettesíti a „+” és „-” gombokat.

Tovább hátsó panel erősítő (4. ábra) aljzatok vannak telepítve a komplexum többi alkatrészének táplálására. Ezek az aljzatok független leállítással rendelkeznek, amely lehetővé teszi a teljes komplexum áramellátásának kikapcsolását a távirányító segítségével.

Rizs. 4. Az erősítő hátlapja.

Amint korábban megjegyeztük, a leírt erősítő alapja Nikolai Sukhov UMZCH VV áramköre, amelyet a cikkben ismertetünk. A high-fidelity elme felépítésének alapelveit a cikk tartalmazza. Sematikus ábrája erősítő alaplapábrán látható. 5.

szélesség=710>

Rizs. 5. A fő erősítő kártya sematikus diagramja.

Az eredeti kialakításhoz képest kisebb változtatások történtek az erősítőn. Ezek a változtatások nem alapvetőek, és főként egy újabb elembázisra való átállást jelentenek.

Megváltozott nyugalmi áram hőmérséklet-stabilizáló áramkör. Az eredeti kialakításban a kimeneti tranzisztorokkal együtt egy tranzisztort szereltek fel a radiátorokra - egy hőmérséklet-érzékelőt, amely beállította a kimeneti fokozat előfeszítő feszültségét. Ebben az esetben csak a kimeneti tranzisztorok hőmérsékletét vettük figyelembe. De a terminál előtti tranzisztorok hőmérséklete is jelentősen megemelkedett az általuk disszipált teljesítmény miatt. Mivel ezeket a tranzisztorokat kis, különálló hűtőbordákra szerelték fel, a hőmérsékletük meglehetősen drasztikusan ingadozhat, például a teljesítményveszteség változása vagy akár a külső légáram miatt. Ez a nyugalmi áramban ugyanolyan éles ingadozásokhoz vezetett. És a PA bármely más eleme működés közben nagyon felforrósodhat, mivel a hőforrások egy esetben találhatók (kimeneti tranzisztorok radiátorai, transzformátorok stb.). Ez vonatkozik a legelső kompozit emitter követő tranzisztorokra is, amelyekben egyáltalán nem volt radiátor. Ennek eredményeként a nyugalmi áram többszörösére nőhet, amikor a PA felmelegszik. A probléma megoldását Alexey Belov javasolta.

A PA kimeneti fokozatok nyugalmi áramának hőmérséklet-stabilizálására általában a következő áramkört használják (6a. ábra):

Rizs. 6. A nyugalmi áram hőmérséklet-stabilizálásának sémája.

Az előfeszítő feszültséget az A és B pontra kapcsoljuk. Kétterminális hálózaton van kiosztva, amely VT1 tranzisztorból és R1, R2 ellenállásokból áll. A kezdeti előfeszítési feszültséget az R2 ellenállás állítja be. A VT1 tranzisztort általában VT6, VT7 közös radiátorra szerelik. A stabilizálás a következőképpen történik: amikor a VT6, VT7 tranzisztorokat felmelegítik, az alap-emitter esése csökken, ami rögzített előfeszítési feszültség mellett a nyugalmi áram növekedéséhez vezet. De ezekkel a tranzisztorokkal együtt a VT1 is felmelegszik, ami a feszültségesés csökkenését okozza a kétterminális hálózaton, pl. nyugalmi áram csökkenése. Ennek a sémának az a hátránya, hogy a kompozit emitterkövetőben lévő fennmaradó tranzisztorok átmeneti hőmérsékletét nem veszik figyelembe. Ennek figyelembevételéhez ismerni kell az összes tranzisztor csatlakozási hőmérsékletét. A legegyszerűbb módja az, hogy ugyanolyan legyen. Ehhez elegendő a kompozit emitterkövetőben lévő összes tranzisztort egy közös radiátorra felszerelni. Ezenkívül a hőmérséklettől nem függő nyugalmi áram eléréséhez a kompozit emitter követő előfeszítő feszültségének hőmérsékleti együtthatónak kell lennie, mint hat sorba kapcsolt p-n átmeneté. Hozzávetőlegesen azt feltételezhetjük, hogy a pn átmeneten az előremenő feszültségesés lineárisan csökken K együtthatóval, amely megközelítőleg 2,3 mV/°C. Kompozit emitter követő esetén ez az együttható 6*K. Az előfeszítési feszültség ilyen hőmérsékleti együtthatójának biztosítása egy kétterminális hálózat feladata, amely az A és B pontok közé csatlakozik. A 6a. ábra hőmérsékleti együtthatója (1+R2/R1)*K. A nyugalmi áram R2 ellenállással történő beállításakor a hőmérsékleti együttható is megváltozik, ami nem teljesen helyes. A legegyszerűbb gyakorlati megoldás az ábrán látható áramkör. 6b. Ebben az áramkörben a hőmérsékleti együttható egyenlő (1+R3/R1)*K, és a kezdeti nyugalmi áramot az R2 ellenállás csúszka helyzete állítja be. A feszültségesés az R2 ellenálláson, amelyet egy dióda sönt, szinte állandónak tekinthető. Ezért a kezdeti nyugalmi áram beállítása nem befolyásolja a hőmérsékleti együtthatót. Egy ilyen áramkörrel, amikor a PA felmelegszik, a nyugalmi áram legfeljebb 10-20% -kal változik. Ahhoz, hogy a kompozit emitter követőben lévő összes tranzisztor közös hűtőbordára kerüljön, a hűtőbordára szerelhető csomagokkal kell rendelkezniük (a TO-92 tokozású tranzisztorok nem alkalmasak). Ezért más típusú tranzisztorokat használnak a PA-ban, ugyanakkor modernebbeket.

Az erősítő áramkörben (5. ábra) a nyugalmi áram hőmérséklet-stabilizáló kétpólusú áramkörét a C12 kondenzátor söntöli. Ez a kondenzátor opcionális, bár ez sem árt. A helyzet az, hogy a kompozit emitter követő tranzisztorainak bázisai között előfeszítő feszültséget kell biztosítani, amelynek állandónak kell lennie a kiválasztott nyugalmi áramhoz és függetlennek kell lennie az erősített jeltől. Röviden, a feszültség váltakozó komponensének a kétterminális hálózaton, valamint az R26 és R29 ellenállásokon (5. ábra) nullának kell lennie. Ezért ezek az elemek kondenzátorokkal megkerülhetők. De a kétterminális hálózat alacsony dinamikus ellenállása, valamint ezen ellenállások alacsony ellenállási értéke miatt a söntkondenzátorok jelenléte nagyon gyenge hatással van. Ezért ezek a kapacitások nem szükségesek, különösen azért, mert az R26 és R29 megkerüléséhez a névleges értéküknek meglehetősen nagynak kell lennie (körülbelül 1 μF, illetve 10 μF).

Kimeneti tranzisztorok A PA-kat KT8101A, KT8102A tranzisztorok váltják fel, amelyeknek nagyobb az áramátviteli együttható vágási frekvenciája. A nagy teljesítményű tranzisztorokban az áramátviteli tényező csökkenésének hatása a kollektoráram növekedésével meglehetősen hangsúlyos. Ez a hatás rendkívül nem kívánatos a PA-k esetében, mivel itt a tranzisztoroknak nagy kimeneti árammal kell működniük. Az áramátviteli együttható modulációja az erősítő kimeneti fokozatának linearitásának jelentős romlásához vezet. Ennek a hatásnak a csökkentése érdekében a kimeneti fokozatban két tranzisztor párhuzamos csatlakoztatását alkalmazzák (és ez a minimum, amit meg lehet engedni).

A tranzisztorok párhuzamos csatlakoztatásakor a paramétereik terjedésének hatásának csökkentése és az üzemi áramok kiegyenlítése érdekében külön emitter ellenállásokat használnak. A túláramvédelmi rendszer normál működéséhez egy áramkör került hozzáadásra a VD9 - VD12 diódák maximális feszültségértékének leválasztására (5. ábra), mivel most nem két, hanem négy emitterellenállásból kell eltávolítani a csökkenést.

Egyéb tranzisztorok kompozit emitter követő - ezek KT850A, KT851A (TO-220 ház) és KT940A, KT9115A (TO-126 ház). A nyugalmi áram stabilizáló áramkör KT973A (TO-126 csomag) kompozit tranzisztort használ.

A csere is megtörtént OU a modernebbekre. Az U1 fő műveleti erősítőt az AD744 váltja fel, amely megnövelt sebességgel és jó linearitású. Az U2 optikai erősítőt, amely az UMZCH kimenetén a nulla potenciál fenntartására szolgáló áramkörben működik, az OP177 váltja fel, amelynek alacsony nulla eltolása van (legfeljebb 15 µV). Ez lehetővé tette a trimmelési ellenállás megszüntetését az előfeszítés beállításához. Megjegyzendő, hogy az AD744 áramkör kialakításának sajátosságai miatt az U2 műveleti erősítőnek a tápfeszültséghez közeli kimeneti feszültséget kell biztosítania (az AD744 műveleti erősítő 8-as érintkezője az állandó feszültség szempontjából mindössze két pn átmenetre van 4. tű). Ezért nem minden típusú precíziós műveleti erősítő alkalmas. Végső megoldásként az op-amp kimenetéről –15 V-ig használhatunk felhúzó ellenállást. A csatlakozó hangsugárzó vezetékek impedancia kompenzációs áramkörében működő U3 optikai erősítőt AD711 váltja fel. . Ennek a műveleti erősítőnek a paraméterei nem olyan kritikusak, ezért egy olcsó, kellő sebességű és meglehetősen alacsony nulla eltolású műveleti erősítőt választottak.

Az áramkörhöz R49 – R51, R52 – R54 és R47, R48 ellenállásosztókat adnak, amelyek a teljesítménymérő áramkör áram- és feszültségjeleinek eltávolítására szolgálnak.

Megváltozott a megvalósítás földes láncok. Mivel minden erősítőcsatorna most teljesen egyetlen kártyára van összeszerelve, nincs szükség több földelővezetékre, amelyeket a ház egyetlen pontjához kell csatlakoztatni. Speciális topológia nyomtatott áramkör földelő áramkörök csillag alakú huzalozását biztosítja. A földcsillag egy vezetékkel csatlakozik az áramforrás közös kivezetéséhez. Megjegyzendő, hogy ez a topológia csak teljesen különálló tápegységekkel alkalmas a bal és a jobb csatornára.

Az eredeti erősítő áramkörben az AC visszacsatoló hurok mindkettőt lefedi relé érintkezők, amelyek összekötik a terhelést. Ezt az intézkedést az érintkezési nemlinearitás hatásának csökkentésére hozták. Ez azonban problémákat okozhat az állandó alkatrészvédelem működésében. Az a tény, hogy az erősítő bekapcsolásakor a terhelésrelé bekapcsolása előtt tápellátást kap. Ekkor a PA bemenetén jel lehet, és az erősítő átviteli együtthatója a megszakadt visszacsatoló hurok miatt nagyon magas. Ebben az üzemmódban a PA korlátozza a jelet, és az előfeszítő feszültség kompenzáló áramkör általában nem képes nulla egyenáramú komponenst fenntartani a PA kimeneten. Ezért már a terhelés csatlakoztatása előtt felfedezhető, hogy a PA kimenetén állandó alkatrész van, és akkor működik a védelmi rendszer. Ezt a hatást nagyon könnyű kiküszöbölni, ha váltóérintkezős relét használ.

Az alaphelyzetben zárt érintkezőknek ugyanúgy kell zárniuk az OOS hurkot, mint a normál nyitott érintkezőknek. Ebben az esetben, amikor a relé aktiválva van Visszacsatolás csak nagyon rövid időre szakadt meg, ezalatt minden reléérintkező nyitva van. Ezalatt az állandó komponens viszonylag inerciális védelmének nincs ideje működni. ábrán. A 7. ábra a relé kapcsolási folyamatát mutatja digitális oszcilloszkóppal rögzítve. Mint látható, 4 ms-mal azután, hogy feszültséget kapcsoltak a relé tekercsére, normál esetben zárt érintkezők nyisd ki. Körülbelül további 3 ms elteltével az alaphelyzetben nyitott érintkezők bezáródnak (észrevehető, körülbelül 0,7 ms-ig tartó csattanással). Így az érintkezők körülbelül 3 ms-ig „repülésben” vannak, és ez idő alatt a visszacsatolás megszakad.

Rizs. 7. AJS13113 relé kapcsolási folyamata.

Védő áramkör teljesen újratervezve (8. ábra). Most az alaplapon található. Így minden csatornának saját független áramköre van. Ez némileg redundáns, de minden alaplap teljesen autonóm, és egy komplett mono erősítő. A védelmi funkciók egy részét a mikrokontroller hajtja végre, de a megbízhatóság növelése érdekében ezek megfelelő készletét hardverben implementálják. Az erősítőlap elvileg mikrokontroller nélkül is működhet. Mivel a PA-nak külön készenléti tápegysége van, a védőáramkör ebből táplálkozik (+12V szinten). Ez kiszámíthatóbbá teszi a védelmi áramkör viselkedését az egyik fő áramforrás meghibásodása esetén.

szélesség=710>
A rajz nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.

Rizs. 8. Erősítő védelmi áramkör.

Túlfeszültség védelem tartalmazza a VT3, VT4 tranzisztorokra szerelt triggert (5. ábra), amely a VT13 tranzisztor nyitásakor bekapcsol. A VT13 jelet kap az áramérzékelőtől, és akkor nyílik meg, ha az áram eléri az R30 trimmező ellenállással beállított értéket. A trigger kikapcsolja a VT5, VT6 áramgenerátorokat, ami a kompozit emitter követő összes tranzisztorának blokkolásához vezet. Ebben az üzemmódban a kimeneti feszültség nulla marad az R27 ellenállás segítségével (5. ábra). Ezenkívül a trigger állapotát a VD13, R63 láncon keresztül olvassa be (8. ábra), és bekapcsolásakor az U4D logikai elem bemenetein alacsony logikai szintet állítanak be. A VT24 tranzisztor nyitott kollektoros kimenetet biztosít az IOF (I Out Fail) jelhez, amelyet a mikrokontroller lekérdez.

DC védelem VT19 – VT22 tranzisztorokon és U4B, U4A logikai elemeken valósítva meg. Az erősítő kimenetéről az R57, R59 osztón keresztül érkező jelet az R58C23 aluláteresztő szűrőre táplálják körülbelül 0,1 Hz vágási frekvenciával, amely kiválasztja a jel állandó összetevőjét. Ha megjelenik egy állandó pozitív polaritású komponens, akkor az OE áramkör szerint csatlakoztatott VT19 tranzisztor kinyílik. Ő viszont kinyitja a VT22 tranzisztort, és az U4B logikai elem bemenetein magas logikai szint jelenik meg. Ha megjelenik egy állandó negatív polaritású komponens, akkor az OB-vel összekapcsolt VT21 tranzisztor kinyílik. Ez az aszimmetria szükséges intézkedés a védelmi áramkör egypólusú tápellátásához. Az áramátviteli együttható növelése érdekében a VT21, VT20 (OB - OK) tranzisztorok cascode csatlakozását alkalmazták. Ezután, mint az első esetben, a VT22 tranzisztor megnyílik stb. A VT23 tranzisztor az U4A logikai elem kimenetére csatlakozik, amely nyitott kollektoros kimenetet biztosít a DCF (DC Fail) jel számára.

Áramkimaradás elleni védelem VD1, VD2 (VD3, VD4) segéd-egyenirányítót (13. ábra) tartalmaz, amely nagyon kis időállandójú élsimító szűrővel rendelkezik. Ha a hálózati feszültség több periódusa is megszakad egymás után, az egyenirányító kimeneti feszültsége leesik, és az U4C logikai elem bemenetein alacsony logikai szint áll be (8. ábra).

A fent leírt három védelmi áramkör logikai jelei az U5C „OR” elemhez jutnak, amelynek kimenete alacsony logikai szinten jön létre, ha valamelyik áramkör kiold. Ebben az esetben a C24 kondenzátor a VD17 diódán keresztül kisüt, és alacsony logikai szint jelenik meg az U5B logikai elem bemenetein (az U5A kimeneten is). Ez a VT27 tranzisztor zárását és a K1 relé kikapcsolását okozza. Az R69C24 lánc bizonyos minimális késleltetést biztosít a tápfeszültség bekapcsolásakor, ha a mikrokontroller valamilyen okból nem generálja a kezdeti késleltetést. A VT25 tranzisztor nyitott kollektoros kimenetet biztosít az OKL (OK bal) vagy OKR (OK jobb) jelhez. A mikrokontroller megtilthatja a relé bekapcsolását. Ebből a célból egy VT26 tranzisztor van telepítve. Ez a funkció szükséges a túlmelegedés elleni szoftveres védelem megvalósításához, a relé bekapcsolásának szoftveres késleltetéséhez, valamint a bal és jobb csatorna védelmi rendszerek működésének szinkronizálásához.

A mikrokontroller kölcsönhatása a hardvervédelmi áramkörrel a következő: az erősítő bekapcsolásakor, miután a tápfeszültség elérte a névleges értéket, a mikrokontroller lekérdezi az OKL és OKR hardvervédelmi készenléti jeleket. A relé bekapcsolását mindvégig a mikrokontroller tiltja, ha az ENB (Engedélyezés) jelet magas logikai szintű állapotban tartja. Amint a mikrokontroller megkapja a készenléti jeleket, késleltetést hoz létre, és lehetővé teszi a relé bekapcsolását. Az erősítő működése közben a mikrokontroller folyamatosan figyeli a készenléti jelet. Ha egy ilyen jel eltűnik valamelyik csatornánál, a mikrokontroller eltávolítja az ENB jelet, így mindkét csatornán kikapcsolja a relét. Ezután lekérdezi a biztonsági állapotjeleket, hogy azonosítsa a csatornát és a biztonság típusát.

túlmelegedés elleni védelem teljes mértékben szoftveresen implementálva. Ha a radiátorok túlmelegednek, a mikrokontroller eltávolítja az ENB jelet, ami miatt a terhelésrelé kikapcsol. A hőmérséklet méréséhez minden radiátorhoz egy Dallas DS1820 hőmérő van rögzítve. A védelem akkor lép működésbe, ha a radiátorok hőmérséklete eléri az 59,8 °C-ot. Kicsit korábban, 55,0 °C hőmérsékleten a kijelzőn megjelenik egy előzetes üzenet a túlmelegedésről - a radiátorok hőmérséklete automatikusan megjelenik. Az erősítő automatikusan újraindul, ha a radiátorok lehűlnek 35,0 °C-ra. Bekapcsolás, amikor több magas hőmérsékletű A radiátorokat csak manuálisan lehet felszerelni.

Az erősítőház belsejében lévő elemek hűtési körülményeinek javítására egy kis méretű ventilátor, amely a hátsó panelen található. Kefe nélküli motorral ellátott ventilátort használnak egyenáram 12 V névleges tápfeszültséggel, a számítógép processzorának hűtésére szolgál. Mivel a ventilátor működése némi zajt kelt, ami a szünetekben is észrevehető, ezért egy meglehetősen összetett vezérlési algoritmust alkalmaznak. Amikor a radiátor hőmérséklete eléri a 45,0 °C-ot, a ventilátor működésbe lép, és amikor a radiátorok lehűlnek 35,0 °C-ra, a ventilátor kikapcsol. Ha a kimeneti teljesítmény kisebb, mint 2 W, a ventilátor működése tilos, így annak zaja nem észlelhető. A ventilátor időszakos be- és kikapcsolásának elkerülése érdekében, amikor a kimeneti teljesítmény a küszöbérték körül ingadozik, a ventilátor minimális kikapcsolási ideje szoftveresen 10 másodpercre van korlátozva. 55,0 °C és annál magasabb radiátorhőmérséklet esetén a ventilátor kikapcsolás nélkül működik, mivel ez a hőmérséklet közel van a vészhőmérséklethez. Ha a ventilátor bekapcsolt, miközben az erősítő működött, akkor a „KÉSZENLÉT” módba lépéskor, ha a radiátorok hőmérséklete 35,0 °C felett van, a ventilátor nulla kimeneti teljesítmény mellett is tovább működik. Ez lehetővé teszi az erősítő gyors lehűlését.

Tápfeszültség meghibásodás elleni védelem teljesen szoftveresen is megvalósítva. A mikrokontroller egy ADC segítségével figyeli az erősítő mindkét csatornájának tápfeszültségét. Ezt a feszültséget a processzor az alaplapokról az R55, R56 ellenállásokon keresztül kapja (8. ábra).

A fő áramforrások fokozatos bekapcsolása. Erre azért van szükség, mert az egyenirányítók terhelése teljesen lemerült szűrőkondenzátorok, és hirtelen bekapcsoláskor erős áramlökés lesz. Ez a túlfeszültség veszélyes az egyenirányító diódákra, és a biztosítékok kiolvadását okozhatja. Ezért az erősítő bekapcsolásakor először a K2 relé zár (12. ábra), és a transzformátorok az R1 és R2 korlátozó ellenállásokon keresztül csatlakoznak a hálózathoz. Ekkor a mért tápfeszültségek küszöbértékét szoftver ±38 V-ra állítja be. Ha ezt a feszültségküszöböt nem éri el beállítani az időt, a kapcsolási folyamat megszakad. Ez akkor fordulhat elő, ha az erősítő áramkör által fogyasztott áram jelentősen megnő (az erősítő megsérül). Ebben az esetben az „UF” tápellátási hiba jelzése bekapcsol.

Ha elérjük a ±38 V-os küszöböt, akkor aktiválódik a K3 relé (12. ábra), amely kizárja az ellenállásokat a fő transzformátorok primer áramköreiből. Ezután a küszöbérték ±20 V-ra csökken, és a mikrokontroller továbbra is figyeli a tápfeszültségeket. Ha az erősítő működése közben a tápfeszültség ±20 V alá csökken, a védelem aktiválódik és az erősítő kikapcsol. Normál üzemben a küszöb csökkentése azért szükséges, hogy ha a tápfeszültség terhelés alatt csökken, a védelem ne kapcsoljon ki tévesen.

Sematikus ábrája processzor kártyákábrán látható. 9. A processzor alapja az Atmel U1 típusú AT89C51 mikrokontroller, amely órajel frekvenciája 12 MHz. A rendszer megbízhatóságának növelése érdekében az U2 felügyelőt használják, amely beépített watchdog időzítővel és teljesítményfigyelővel rendelkezik. A watchdog időzítő nullázásához külön WD vonalat használnak, amelyen szoftver periodikus jelet generál. A program úgy van felépítve, hogy ez a jel csak akkor legyen jelen, ha az időzítő megszakításkezelő és a fő programhurok végrehajtásra kerül. Ellenkező esetben a watchdog időzítő visszaállítja a mikrokontrollert.

szélesség=710>
A rajz nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.

Rizs. 9. A processzorlap sematikus diagramja.

A kijelző 8 bites buszon (XP4 - XP6 foglalatok) csatlakozik a processzorhoz. A kijelzőkártya regisztereinek kapuzására C0...C4 jeleket használnak, amelyeket az U4 címdekóder generál. Az U3 regiszter az alacsony cím byte-reteszelője, csak az A0, A1, A2 biteket használják. A cím magas bájtja egyáltalán nem használatos, ami felszabadítja a P2 portot más célokra.

Amikor megnyomja a vezérlőgombokat, programozottan generálódik hangjelzések. Ehhez használja a BPR sort, amelyhez a tranzisztoros kapcsoló VT1, HA1 dinamikus emitterre töltve.

A fő bal és jobb csatorna kártya XP1 és XP2 csatlakozókkal csatlakozik a processzor kártyához. Ezeken a csatlakozókon keresztül kapja a processzor az IOF túláramvédelmi rendszer és az egyenáram-védelem állapotjeleit a DCF erősítő kimenetén. Ezek a jelek közösek a bal és a jobb csatornában, kombinálásuk a nyitott kollektoros védőáramkör kimeneteinek köszönhetően lehetséges. Az OKL és az OKR védelmi rendszer készenléti jelei csatorna-külön vannak, így a processzor azonosítani tudja azt a csatornát, amelyben a védelmi áramkör kioldott. Az ENB jel, amely a processzortól a védelmi rendszerhez érkezik, lehetővé teszi a terhelésrelé bekapcsolását. Ez a jel közös a két csatornában, ami automatikusan szinkronizálja a két relé működését.

A TRR és TRL vonalak a jobb, illetve a bal csatornás radiátorokra szerelt hőmérők leolvasására szolgálnak. A hőmérőkkel mért hőmérséklet a megfelelő kijelzési mód bekapcsolásával jeleníthető meg a kijelzőn. A kettő maximális hőmérsékleti értéke a bal és a jobb csatornánál jelenik meg. A mért értéket is használják szoftver megvalósítás túlmelegedés elleni védelem.

Ezenkívül az XP1 és XP2 csatlakozók WUR, WIR, WUL és WIL jeleket tartalmaznak, amelyeket a kimeneti teljesítménymérő áramkör használ.

A processzorlap tápellátása készenléti forrásból történik az XP3 csatlakozón keresztül. A tápellátáshoz 4 szintet használnak: ±15 V, +12 V és +5 V. A ±15 V szintek készenléti módba lépéskor kikapcsolnak, a fennmaradó szintek pedig mindig jelen vannak. A +5 V és +12 V szintről készenléti üzemmódban a fő fogyasztók szoftveres leállása miatt a fogyasztás minimálisra csökken. Ezenkívül ezen a csatlakozón keresztül számos vezérlő logikai jel kerül a készenléti tápegységre: PEN - vezérli a készenléti tápegységet, REX - bekapcsolja a külső aljzat relét, RP1 és RP2 - bekapcsolja a fő tápegység relét, FAN - bekapcsolja a ventilátort. Az alaplapokon elhelyezett védelmi áramkörök +12 V-ról, a kijelzőpanel +5 V-ról kapnak tápfeszültséget.

A kimeneti teljesítmény méréséhez és a tápfeszültségek figyeléséhez az Analog Devices 12 bites ADC U6 típusú AD7896-ját használják. Egy ADC csatorna nem elég, ezért U5 kapcsolót használnak a bemeneten (még jobb lenne egy 8 csatornás ADC pl. AD7888 típus). Az adatok soros formában kerülnek kiolvasásra az ADC-ből. Erre a célra az SDATA (soros adat) és SCLK (órajel) vonalakat használják. Az átalakítási folyamatot programozottan indítja el a START jel. A REF195 (U7) referenciaforrásként és egyben feszültségszabályozóként szolgált az ADC tápláláshoz. Mivel a ±15 V-os tápfeszültség készenléti üzemmódban le van kapcsolva, az összes logikai jel R9 - R11 ellenállásokon keresztül csatlakozik az ADC-hez, amelyek korlátozzák az esetleges áramlökéseket készenléti üzemmódba és visszakapcsoláskor.

A kapcsoló nyolc bemenetéből hatot használnak: kettő teljesítmény mérésére, négy a tápfeszültség figyelésére. A kívánt csatorna kiválasztása a gombbal történik címsorok AX0, AX1, AX2.

Mérlegeljük teljesítménymérő áramkör bal csatorna. Az alkalmazott áramkör biztosítja a terhelési áram és feszültség szorzatát, így a terhelési impedancia automatikusan figyelembe veszi, és a leolvasások mindig megfelelnek a terhelésben lévő tényleges aktív teljesítménynek. Az alaplapon található R49 - R54 ellenállásosztókon keresztül (5. ábra) az áramérzékelők (kimeneti tranzisztorok emitterellenállásai) feszültsége az U8A differenciálerősítőhöz (9. ábra) kerül, amely az áramjelet állítja elő. Az U8A kimenetről az R17 hangolóellenálláson keresztül a jel a K525PS2 típusú U9 analóg szorzó Y bemenetére kerül. A feszültségjelet egyszerűen eltávolítják az osztóból, és az analóg szorzó X bemenetére táplálják. A szorzó kimenetére egy R18C13 aluláteresztő szűrő van beépítve, amely a kvázi csúcs kimeneti teljesítménnyel arányos jelet állít elő kb 10 ms integrálási idővel. Ez a jel a kapcsoló egyik bemenetére kerül, majd az ADC-re. A VD1 dióda védi a kapcsoló bemenetét a negatív feszültségtől.

A szorzók kezdeti nulla-eltolásának kompenzálása érdekében, amikor az erősítő be van kapcsolva (amikor a terhelésrelé még nincs bekapcsolva, és a kimeneti teljesítmény nulla), a nulla automatikus kalibrálási folyamat megtörténik. Mért offset feszültség at további munka levonásra kerül az ADC leolvasásából.

A bal és a jobb csatorna teljesítményét külön mérik, és a csatornák maximális értékét jelzik. Mivel a jelzőnek kvázi csúcs- és átlagos kimeneti teljesítményt is kell mutatnia, és a megjelenített értékeknek könnyen érthetőnek kell lenniük, az ADC-vel mért értékek szoftveres feldolgozás alá esnek. A teljesítményszint-mérő időzítési jellemzőit az integrációs idő és a repülési idő jellemzi. Kvázi csúcsteljesítmény-mérő esetén az integrációs időt a hardveres szűrőlánc határozza meg, és körülbelül 10 ms. Az átlagos teljesítménymérő csak a megnövelt integrációs idejében tér el, ami szoftveresen van megvalósítva. Az átlagos teljesítmény kiszámításakor 256 pontos mozgóátlagot használunk. A visszatérési időt mindkét esetben szoftver állítja be. Az olvasás megkönnyítése érdekében ennek az időnek viszonylag hosszúnak kell lennie. Ebben az esetben a visszajelző mozgása az aktuális teljesítménykód 1/16-ának 20 ms-onkénti levonásával valósul meg. Ezenkívül a kijelzéskor a csúcsértékeket 1,4 másodpercig tartják. Mivel a jelzőfények túl gyakori frissítése nem érzékelhető jól, a frissítés 320 ms-onként megtörténik. Annak érdekében, hogy ne hagyja ki a következő csúcsot, és azt szinkronban jelenítse meg a bemeneti jellel, csúcs észlelésekor rendkívüli frissítés történik a leolvasásokban.

Mint fentebb említettük, a PA-nak közös az előerősítővel távirányító, amely az RC-5 szabványban működik. Az SFH-506 típusú távirányító rendszer vevőegysége a kijelzőpanelen található. A fotodetektor kimenetéről a jel a mikrokontroller SER (INT1) bemenetére kerül. Az RC-5 kód dekódolása szoftverben történik. A használt rendszer száma 0AH, a „STANDBY” gomb 0CH kóddal, a „DISPLAY” gomb 21H, a „MODE” gomb 20H. Ha szükséges, ezek a kódok könnyen módosíthatók, mivel egy konverziós táblát használnak, amely a végén található forrásszöveg mikrokontroller programok.

Tovább kijelző(10. ábra) két két számjegyű hétszegmenses HG1 és HG2 LTD6610E típusú visszajelző van felszerelve. Ezeket párhuzamos U1 – U4 regiszterek vezérlik. A dinamikus megjelenítés nem használatos, mert ez megnövekedett zajszintet okozhat.

szélesség=710>
A rajz nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.

Rizs. 10. A jelzőtábla sematikus diagramja.

Az U5 regiszter a LED-ek vezérlésére szolgál. Minden szegmenshez és LED-hez sorba van kötve egy korlátozó ellenállás. Az összes regiszter OC bemenetei kombinálva vannak, és a mikrokontroller PEN jeléhez kapcsolódnak. A reset és a regiszter inicializálása során ez a jel logikailag magas. Ez megakadályozza a jelzés véletlenszerű megvilágítását tranziens folyamatok során.

A kijelzőpanel SB1 – SB6 vezérlőgombokat is tartalmaz. Az adatbusz-vonalakhoz és a RET visszatérő vezetékhez csatlakoznak. A VD1 – VD6 diódák megakadályozzák az adatvezetékek rövidzárlatát két vagy több gomb egyidejű megnyomásakor. A billentyűzet pásztázásakor a mikrokontroller a P0 portot használja egyszerű kimeneti portként, és a sorain futó nullát generál. Ezzel egyidejűleg a RET vonal lekérdezése is megtörténik. Így kerül meghatározásra a megnyomott gomb kódja.

Az általános alatti mutatók mellett védőüveg beépített fotóvevő az U6 távirányítóhoz. A fotodetektor kimenetéről az XP6 csatlakozón keresztül érkező jel a SER (INT1) mikrokontroller bemenetére kerül.

Köteles forrás(11. ábra) 4 kimeneti szintet biztosít: +5 V, +12 V és ±15 V. A ±15 V szintek készenléti üzemmódban le vannak tiltva. A forrás egy 50x20x25 mm-es magra tekercselt kis toroid transzformátort használ. A készenléti transzformátor nagy teljesítménytartalékkal rendelkezik, és a voltonkénti fordulatok száma nagyobb, mint a számított. Ezeknek az intézkedéseknek köszönhetően a transzformátor gyakorlatilag nem melegszik fel, ami növeli a megbízhatóságát (végül is folyamatosan működnie kell az erősítő teljes élettartama alatt). A tekercselési adatok és a huzal átmérője az ábrán látható. A feszültségstabilizátoroknak nincsenek különleges tulajdonságai. Az U1 és U2 stabilizátor chipek egy kis közös radiátorra vannak felszerelve. A ±15 V szintek kikapcsolásához a VT1 - VT4 tranzisztorokon kapcsolókat használnak, amelyeket a processzorlapról érkező PEN jel vezérel.

Rizs. 11. A készenléti tápegység vázlata.

A feszültségstabilizátorok mellett a készenléti tápegység kártyája a VT5 - VT12 tranzisztorok kapcsolóit tartalmazza a relé és a ventilátor vezérléséhez. Mivel az MCS-51 család mikrokontrollerei magas logikai szintű portokkal rendelkeznek a „Reset” jel alatt, ezért minden aktuátort alacsony szinten kell bekapcsolni. Különben megteszik hamis pozitívumok amikor a tápellátás be van kapcsolva, vagy ha a watchdog időzítő kiold. Emiatt az egyes billentyűk nem használhatók kulcsként. npn tranzisztorok OE vagy driver chipekkel ULN2003 és hasonlók.

Relék, biztosítékok és korlátozó ellenállások találhatók relé tábla(12. ábra). Összeköt mindenkit hálózati vezetékek csavaros sorkapcsokon keresztül készül. Minden fő transzformátor, készenléti transzformátor és külső aljzatblokk külön biztosítékkal rendelkezik. Biztonsági okokból a külső aljzatokat a K1 reléérintkezők két csoportja kapcsolja ki, amelyek mindkét vezetéket megszakítják. A főtranszformátorok a primer tekercs közepétől csapnak le. Ez a csap használható 110 V feszültség biztosítására a komplexum többi elemének táplálására. Az amerikai szabványnak megfelelő készülékek valamivel olcsóbbak, mint a többrendszerű készülékek, ezért néha előfordulnak területünkön is. A relékártyán vannak olyan pontok, ahol 110V-ot lehet húzni, de az alapváltozat nem használja ezt a feszültséget.

Rizs. 12. A relé kártya sematikus diagramja.

Blokkcsatlakozási rajz ehhez erősítő házábrán látható. 13. A KD2997A típusú VD5 - VD12 diódákra szerelt híd egyenirányítók a T1 és T2 fő transzformátorok szekunder tekercseire vannak csatlakoztatva. Az egyenirányítók kimenetére 100 000 μF-nál nagyobb összkapacitású szűrőkondenzátorok csatlakoznak. Ilyen nagy kapacitás szükséges annak eléréséhez alacsony szint hullámzás és javítja az erősítő képességét az impulzusjelek reprodukálására. A szűrőkondenzátorokból ±45 V tápfeszültség kerül az erősítő alaplapjaira. Ezenkívül vannak kis teljesítményű egyenirányítók a VD1 - VD4 diódákon, amelyek kimeneti feszültségét viszonylag kis időállandóval szűrik a C1 és C2 kondenzátorok. Az R1 és R2 ellenállásokon keresztül ezeknek a segéd-egyenirányítóknak a kimeneti feszültsége a védelmi áramkörökhöz jut, amelyek az erősítő alaplapjain vannak összeszerelve. Ha a hálózati feszültség több félciklusa meghibásodik, a segéd-egyenirányítók kimeneti feszültsége leesik, amit a védelmi áramkörök érzékelnek, és a terhelésrelék kikapcsolnak. Ekkor a fő egyenirányítók kimeneti feszültsége még elég magas a nagy kondenzátorok miatt, így az erősítőben a tranziens folyamat nem indul be kapcsolt terheléssel.

szélesség=710>
A rajz nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.

Rizs. 13. Erősítő blokkok bekötési rajza.

Teljesítményerősítő tervezéshez és elrendezés nem kevésbé fontos, mint az áramkör tervezése. A fő probléma az, hogy a kimeneti tranzisztoroknak hatékony hőelvezetést kell biztosítaniuk. A természetes hűtési módszerrel ez masszív radiátorokat eredményez, amelyek szinte a fő szerkezeti elemekké válnak. A közös elrendezés, amikor a hátsó fal egyben radiátorként is szolgál, nem megfelelő, hiszen akkor hátul nem marad hely a szükséges kivezetések és csatlakozók felszerelésére. Ezért a leírt PA-ban a radiátorok oldalsó elrendezésű elrendezését választottuk (14. ábra):

Rizs. 14. Az erősítő általános elrendezése.

A radiátorok kissé megemelkednek (ez jól látható a 4. ábrán), ami jobb hűtést biztosít. A fő erősítő lapok a radiátorokkal párhuzamosan vannak rögzítve. Ez minimálisra csökkenti a kártya és a kimeneti tranzisztorok közötti vezetékek hosszát. Az erősítő másik dimenziós eleme a hálózati transzformátorok. Ebben az esetben két toroid transzformátort használnak, amelyeket egy közös hengeres képernyőn egymásra szerelnek. Ez a képernyő az erősítőház belső térfogatának jelentős részét foglalja el. A fő egyenirányítók egy közös radiátorra vannak felszerelve, amely függőlegesen a transzformátor árnyékolása mögött helyezkedik el. A szűrőkondenzátorok az erősítő házának alján találhatók, és egy tálcával vannak lefedve. A relé tábla is ott található. A készenléti tápegység egy speciális konzolra van felszerelve a hátsó panel közelében. A processzor és a kijelző táblák az előlap vastagságában helyezkednek el, amelynek doboz alakú része van.

Az erősítő kialakításának kidolgozásakor nagy figyelmet fordítottak a kialakítás gyárthatóságára és bármely alkatrészhez való könnyű hozzáférésre. Az erősítő elrendezésével kapcsolatos további részletek a ábrán találhatók. 15 és 18:

Rizs. 15. Az összeszerelt erősítő alkatrészek elhelyezkedése.

Az erősítőház alapja az Alumínium ötvözet alváz D16T 4 mm vastag (4 a 18. ábrán). Az alvázhoz rögzítve radiátorok(18. ábrán 1), amelyek alumíniumlemezből vagy öntvényből vannak marva. A szükséges radiátorfelület nagymértékben függ az erősítő működési körülményeitől, de nem lehet kisebb 2000 cm 2 -nél. Az erősítőlapokhoz való hozzáférés megkönnyítése érdekében a radiátorokat csuklópántokkal rögzítik az alvázhoz (10 a 18. ábrán), ami lehetővé teszi a radiátorok megdöntését. Annak érdekében, hogy a bemeneti és kimeneti csatlakozók vezetékei ne zavarják ezt, hátsó panel három részre oszlik (4. ábra). A középső rész egy konzollal van rögzítve az alvázhoz, a két oldalsó rész pedig a radiátorokhoz. A csatlakozók a panel oldalain vannak felszerelve, amelyek a radiátorokkal együtt lehajthatók. Így a radiátor szerelvény egy monofonikus PA, amelyet csak tápvezetékek és lapos vezérlőkábel csatlakoztatnak. ábrán. 18. ábra, az érthetőség kedvéért a radiátorok csak részben vannak visszahajtva, és a hátsó panel nincs szétszerelve.

Fő erősítő lapok A fűtőtestekhez zsanérokkal is rögzíthetők (12 a 18. ábrán), ami lehetővé teszi, hogy visszahajtsák őket, hogy hozzáférjenek a forrasztási oldalhoz. A kártya forgástengelye a kimeneti tranzisztorok vezetékeinek csatlakoztatására szolgáló furatok vonalán fut. Ez lehetővé tette, hogy ezeknek a vezetékeknek a hossza gyakorlatilag ne növekedjen, miközben a tábla visszahajtható volt. A táblák felső rögzítési pontjai normál 15 mm magas menetes oszlopok. A bal és jobb oldali csatorna egyoldali főtábláinak bekötése elkészült tükrözött(16. ábra), amely lehetővé tette a kapcsolatok optimalizálását. Természetesen a topológia tükrözése nem teljes, mivel olyan elemeket használnak, amelyeket nem lehet egyszerűen tükörszerűen elrendezni (mikroáramkörök és relék). Az ábra hozzávetőleges képet ad a táblák topológiájáról, az összes tábla topológiája elérhető az archívumban (lásd a Letöltés részt) PCAD 4.5 formátumú fájlok formájában.

szélesség=710>
A rajz nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.

Rizs. 16. Az erősítő alaplapjainak elrendezése.

Mindegyik 1 radiátor (17. ábra) sima 2 felülettel rendelkezik, amelyet feketítés után megmunkálnak. Kilenc tranzisztor 4 van rászerelve kerámia tömítéseken keresztül 2.

Rizs. 17. Radiátor kialakítása:

Tanulmányok kimutatták, hogy a csillám, és még inkább a modern rugalmas tömítések nem rendelkeznek megfelelő hővezető képességgel. A legjobb anyag a tömítések szigetelésére a BeO alapú kerámia. A műanyag tokban lévő tranzisztorok esetében azonban szinte soha nem találhatók ilyen tömítések. Elég jó eredményeket értek el hibrid chip szubsztrátumokból távtartók készítésével. Ez rózsaszín kerámia (sajnos az anyag nem pontosan ismert, valószínűleg valami Al 2 O 3 alapú). A különböző tömítések hővezető képességének összehasonlítására egy állványt állítottak össze, amelyben két egyforma tranzisztor TO-220 házban került a radiátorra: az egyik közvetlenül, a másik a vizsgált tömítésen keresztül. Az alapáram mindkét tranzisztornál azonos volt. A tömítésen lévő tranzisztor körülbelül 20 W-ot disszipált, de a másik tranzisztor nem disszipálta a teljesítményt (a kollektor nem kapott feszültséget). Megmértük két tranzisztor B-E cseppeinek különbségét, és ebből a különbségből számítottuk ki a csatlakozási hőmérsékletek különbségét. Minden tömítés termikus pasztát használt, e nélkül az eredmények rosszabbak és következetlenek voltak. Az összehasonlító eredményeket a táblázat tartalmazza:

A kimeneti tranzisztorokat 5-ös betétekkel préselik, a többi tranzisztort csavarokkal rögzítik. Ez nem túl kényelmes, mivel kerámia tömítéseket igényel, amit csak gyémántfúróval lehet megtenni, és akkor is nagy nehézségek árán.

A tranzisztorok mellé egy 9-es hőmérő van beépítve. A tapasztalatok szerint a DS1820 hőmérők felszerelésekor nem lehet nagy nyomást kifejteni a testükre, különben a leolvasott értékek torzulnak, mégpedig jelentősen (általában jobb a hőmérőket ragasztóval ragasztani, magas hővezető képességgel rendelkezik).

A fűtőtestre a tranzisztorok alatt egy 6 tábla van rögzítve, melynek hátoldalán nincsenek vezetők, így közvetlenül a radiátor felületére szerelhető. Az összes tranzisztor vezetéke a tábla felső oldalán lévő párnákhoz van forrasztva. A tábla és az alaplap közötti csatlakozások rövid vezetékekkel készülnek, amelyeket üreges szegecsekbe forrasztanak 7. Hogy a szegecsek ne zárják rövidre a radiátort, egy 8 mélyedést készítenek benne.

Alapvető toroid transzformátorok(7 a 18. ábrán) rugalmas tömítéseken keresztül egymásra vannak szerelve. A transzformátorok más berendezésekkel (például kazettás fedéllel) okozott interferencia csökkentése érdekében javasolt a transzformátorokat legalább 1,5 mm vastag, lágyított acélból készült árnyékolóba helyezni. A képernyő egy acélhengerből és két csappal összefogott burkolatból áll. A rövidzárlatos fordulatok elkerülése érdekében a felső fedél dielektromos hüvelyrel rendelkezik. Ha azonban nagy átlagos teljesítménnyel kívánja működtetni a PA-t, akkor szellőzőnyílásokat kell kialakítani a képernyőn, vagy teljesen elhagyni a képernyőt. Úgy tűnik, hogy a transzformátorok kóbor mezőinek kölcsönös kompenzálásához elegendő egyszerűen bekapcsolni a primer tekercseket fázison kívül. De a gyakorlatban ez az intézkedés nagyon hatástalan. A toroid transzformátor szórt tere látszólagos axiális szimmetriája ellenére nagyon összetett térbeli eloszlású. Ezért az egyik primer tekercs polaritásának megfordítása a tér egyik pontján a szórt mező gyengüléséhez, míg egy másik pontján növekedéséhez vezet. Ezenkívül a szórt mező konfigurációja jelentősen függ a transzformátor terhelésétől.

Rizs. 18. Az erősítő fő alkatrészei:

1 - radiátorok	12 - tábla rögzítő hurok
2 - fő erősítő kártyák	13 - tábla szerelőállvány
3 - platform a radiátoron a tranzisztorok felszereléséhez	14 - vezérlőkábel csatlakozója (a processzorlapról)
4 - teherhordó lemez	15 - vezeték a kiegészítő kimenetből. egyenirányító
5 - előlap tartólemez	16 - terhelési transzformátor a képernyőn
6 - dobozos elülső panel	17 - készenléti tápegység kártya
7 - fő transzformátorok a képernyőn	18 - radiátor feszültségstabilizátorokhoz
8 - egyenirányító dióda radiátor	19 - reléblokk vezérlő vezetékei
9 - tápellátás a táblákhoz	20 - hátsó panel
10 - radiátorok rögzítése zsanérokra	21 - kimeneti kapcsok
11 - radiátor tartókonzol	22 - bemeneti csatlakozók

Nagyon szigorú követelmények vonatkoznak a PA teljesítménytranszformátorra. Ez annak köszönhető, hogy nagyon nagy szűrőkondenzátorokkal rendelkező egyenirányítóra van töltve. Ez ahhoz vezet, hogy a transzformátor szekunder tekercséből felvett áram impulzus jellegű, és az impulzusban lévő áram értéke sokszorosa az átlagosan fogyasztott áramnak. Ahhoz, hogy a transzformátor veszteségei alacsonyak legyenek, a tekercseknek nagyon alacsony ellenállásúaknak kell lenniük. Más szóval, a transzformátort úgy kell megtervezni, hogy lényegesen nagyobb teljesítményt tudjon kezelni, mint amennyit átlagosan levesznek belőle. A leírt erősítő két toroid transzformátort használ, amelyek mindegyike E-380 acélszalagból készült 110x60x40 mm-es magra van feltekerve. Az elsődleges tekercsek 2x440-et tartalmaznak

UMZCH VV mikrokontrolleres vezérlőrendszerrel
Mai megtekintések: 32133, összesen: 32133